Villamosságtan | Felsőoktatás » Dr. Iváncsyné Csepesz Erzsébet - Teljesítmény elektronika

BUDAPESTI MŰSZAKI FŐISKOLA KANDÓ KÁLMÁN VILLAMOSMÉRNÖKI FŐISKOLAI KAR AUTOMATIKA INTÉZET Dr. Iváncsyné Csepesz Erzsébet TELJESÍTMÉNY ELEKTRONIKA 2. és 6 fejezet BUDAPEST, 2002. 2. A TELJESÍTMÉNYELEKTRONIKA KAPCSOLÓELEMEI A teljesítményelektronikai áramkörökben az első félvezető elemek a teljesítménydiódák, majd a tirisztorok voltak. Az elemek fejlesztése azóta is folyamatos volt, de korszakalkotó jelentőségű változást okozott az információelektronikai integrált áramkörök előállításához használt technológia alkalmazása a teljesítményelektronikai elemek gyártásában. Ez a technológia új elemek kifejlesztését, valamint a már ismert elemek paramétereinek, statikus és dinamikus tulajdonságainak javítását, megbízhatóságuk növelését, méretük, térfogatuk csökkentését tette lehetővé. Az új elemek körét bővíti a teljesítménytranzisztorok megjelenése, de a már ismert elemek közül a tirisztorok

fejlődése is nagyon dinamikus. 2.1 A FÉLVEZETŐKKEL KAPCSOLATOS ALAPFOGALMAK ÖSSZEFOGLALÁSA A teljesítményelektronikai áramkörökben alkalmazott kapcsolóelemek működése a félvezetők áramvezetési mechanizmusán alapszik. A félvezetők a szilárd testek csoportjába tartoznak. A leggyakrabban használt félvezető anyag a szilícium és a germánium, de léteznek ezen kívül más félvezető alapú elektronikai eszközök is A tiszta − nem adalékolt − szilícium kristályrácsában minden egyes rácsponton Si atom van. Négy vegyérték elektronnal rendelkeznek és az atomok szabályos kristályrácsban kovalens kötéssel kapcsolódnak egymáshoz Külső energiaközléssel − pl magasabb hőmérsékleten, a hőmozgás következtében − elérhető, hogy egy-egy elektron kilép a kötésből és átmenetileg szabaddá válik. A kötésből kilépő elektronok helyén elektronhiány − lyuk − keletkezik. A szabad elektronok és lyukak állandóan keletkeznek,

illetve egyesülnek, rekombinálódnak. Egyensúlyi állapotban az időegység alatt és térfogategységben keletkező és rekombinálódó elektron-lyuk párok száma statisztikusan megegyezik. A szabad elektron és lyuksűrűség dinamikus egyensúlyban van és adott hőmérsékleten állandó: ni = pi, (2.1) ahol ni a tiszta (intrinsic) félvezetőben termikus gerjesztés hatására keletkező elektronsűrűség, p i pedig a lyuksűrűség. A hőenergia mellett fényenergia hatására is létrejöhetnek elektron-lyuk párok, számuk a beeső fény energiájától függ. A félvezetők fényérzékenységét az optoelektronikai eszközök hasznosítják 2-1 A félvezetőkben a szabad töltéshordozók sűrűsége nagymértékben megnövelhető a kristály idegen anyaggal való szennyezésével. A szennyezőanyag főképp ötvegyértékű (antimon, arzén), vagy pedig háromvegyértékű (indium, gallium, bór) atom. Az n-típusú félvezető akkor jön létre, ha a

négyvegyértékű kristályrácsban egyes szilícium atomokat ötvegyértékű (donor) atomok helyettesítenek. A donor atomok négy elektronja szorosan kapcsolódik az atomhoz, de az ötödik elektron már kis energiaközléssel is könnyen szabaddá tehető. Szobahőmérsékleten gyakorlatilag minden donor atom elveszti többlet elektronját és ezenkívül még elektron-lyuk párok is keletkeznek, így az elektronok száma nagyobb, mint a lyukaké, vagyis az elektronok a többségi, a lyukak pedig a kisebbségi töltéshordozók, amelyek áramvezetésre alkalmasak. Az ionizálódott donor atomoknak egységnyi pozitív töltésük lesz, de ezek nem fognak be még egy elektront, mert a kristályszerkezet így hibátlan. Az össztöltés a teljes kristályszerkezetben nulla, az anyag villamosan semleges állapotban van. A p típusú félvezető háromvegyértékű anyaggal szennyezett. A kristályrácsban a Si atomokat helyettesítő un akceptor atomok a három vegyértékelektron

mellé befognak egy többlet elektront a szomszédos kötésből és így kiegészül a kristályszerkezet. A szennyező atomok negatív töltésű akceptor ionokká válnak Azok a félvezető atomok, amelyekről leszakadnak az elektronok és ezáltal elektron hiányok, lyukak keletkeznek, szabad pozitív töltéshordozóként foghatók fel és így az áramvezetésben részt vesznek. Ezenkívül elektron-lyuk párok is keletkeznek, így az elektronok lesznek a kisebbségi, a lyukak pedig a többségi töltéshordozók. A kristály kifelé villamosan továbbra is semleges marad, mert a lyukak és az akceptorionok töltése kompenzálja egymást. Ha a félvezető kristályra külső villamos tér nem hat, a töltéshordozók mozgásának nincs kitüntetett iránya, a homogén szennyezésű kristályban áram nem folyik. A félvezetőben két különböző jellegű áramvezetés jöhet létre: a drift és a diffúziós áram. Drift (sodródási) áram: a félvezetőben a villamos tér

hatására létrejövő áram. A félvezető kristályban létesített villamos térerősség hatására a szabad töltéshordozók mozgásának kitüntetett iránya van. A lyukak a tér irányába, az elektronok a tér irányával ellentétesen mozognak, sebességük arányos a villamos tér nagyságával és az illető töltéshordozó mozgékonyságával. A mozgékonyság függ a félvezető anyagától, a töltéshordozók számától és a kristály hőmérsékletétől. A mozgékonyság a hőmérséklet növekedésekor csökken. A térerősség növelésével kezdetben lineárisan nő a töltéshordozók sebessége, majd egy bizonyos határon túl a sebesség már nem növekszik, gyakorlatilag független a térerősségtől. Igen nagy térerősségnél, egy kritikus értéken felül, a sebesség ugrásszerűen megnövekszik, “átütés” következik be. Diffúziós áram. Amennyiben a félvezetőben töltéshordozó koncentráció különbség van, külső erőtér nélkül is

folyik áram; a töltéshordozók az egyenletes 2-2 sűrűségeloszlásra törekszenek. Az egyenlőtlen sűrűségeloszlás a töltéshordozók folyamatos pótlásával és elszállításával fenntartható, ekkor a kristályban állandó áram folyik. 2.11 A pn átmenet A félvezető kristályban különböző szennyezettségű rétegek alakíthatók ki, amelyek határán p-n szennyezésátmenet jön létre. Az átmeneten a töltéssűrűség ugrásszerűen változik, ezért egy p és egy n típusú réteg képzeletbeli összeillesztésének pillanatában a töltéskiegyenlítődés miatt nagy diffúziós lyuk és elektronáram indul meg külső feszültség rákapcsolása nélkül. A pn átmeneten keresztül nagyszámú lyuk áramlik a p oldalról az n oldalra és ugyancsak nagyszámú elektron az n oldalról a p oldalra. A folyamat eredményeként a p és az n oldalon semlegesítetlen töltések halmozódnak fel, amelyek villamos erőteret és feszültségkülönbséget

létesítenek. A kialakuló villamos erőtér olyan irányú, hogy gátolja a diffúziós áramlást, vagyis a térerősség az őt létrehozó diffúziós folyamatot igyekszik megszüntetni. A térerősség növekedésével egyre kevesebb elektron tud átdiffundálni az n oldalról a p oldalra, illetve lyuk a p oldalról az n oldalra. A villamos tér hatására a mindkét oldalon jelenlévő kisebbségi töltéshordozók átsodródnak az ellenkező oldalra, tehát a villamos tér a diffúziós árammal szemben folyó driftáramot létesít. A kialakuló térerősség és feszültségkülönbség nagysága éppen akkora, hogy az átfolyó áramok összege nulla, a drift és a diffúziós áram megegyezik. Az átmenet két oldalán az oda átdiffundált töltéshordozók az egyensúlyi töltéshordozó-sűrűséghez képest többlet töltéshordozókat jelentenek és az átmenet közelében az ott levő többségi töltéshordozókkal rekombinálódnak. Egyrészt a rekombináció miatt,

másrészt a diffúzió miatt a többségi töltéshordozó-sűrűség az átmenet két oldalán lecsökken, egy olyan réteg keletkezik, amelyből „elfogytak” a töltéshordozók, így kiürített réteg, vagy másképpen záróréteg alakul ki. Zérus külső feszültség esetén a külső áramkörben nem folyik áram, a pn átmenet drift és diffúziós árama kiegyenlíti egymást. A pn átmenet a rákapcsolt feszültség irányától függően különbözőképpen viselkedik. Záróirányú igénybevétel esetén a kristály p szennyezésű oldalára negatív feszültség kerül az n szennyezésű oldalhoz képest. Ennek hatására a kiürített réteg “szélessége” és a térerősség növekszik, a feszültségmentes állapotra jellemző diffúziós és driftáram egyensúly felbomlik és az átmeneten eredő driftáram folyik, amelynek értéke µA nagyságrendű, tehát a pn átmenet gyakorlatilag nem vezet áramot. A negatív feszültség egy meghatározott

értékénél a záróirányú áram megnövekszik Az áramnövekedés egyik oka, hogy a nagy zárófeszültség hatására a pn rétegben kialakuló nagy térerősség elektronokat szakít le a félvezető atomokról, ezáltal megnövekszik a töltéshordozók száma, megnövekszik az áram. Ez a jelenség 2-3 a Zener-letörés. A másik ok az un lavinasokszorozódás A töltéshordozók a nagy térerősség miatt nagy sebességgel mozognak a tértöltési tartományban és ütközéseikkel újabb töltéshordozókat hoznak létre. Az a feszültség, amelynél a hirtelen áramnövekedés bekövetkezik, az UBR letörési feszültség A letöréskor kialakuló nagy áram és nagy feszültség hatására keletkező villamos teljesítmény hőhatása a pn átmenetet tönkreteheti. Vezetőirányú (nyitóirányú) feszültségigénybevétel esetén az átmenet p szennyezésű oldalára pozitív külső feszültség jut az n szennyezésű oldalhoz képest. Már egészen kis értékű

nyitóirányú feszültség hatására is igen nagy diffúziós áram folyik a pn átmeneten, amely a külső feszültség növelésével exponenciálisan növekszik. iF uR U BR I0 uF iR 2.1 ábra A pn átmenet feszültség−áram karakterisztikája Az áram és a feszültség közötti kapcsolatot az I = Ioe U UT − Io = Io (e U UT − 1) (2.2) összefüggés adja meg, ahol I U Io UT 2-4 a pn átmenet árama, a pn átmenet feszültsége, a pn átmenet záróirányú (drift) árama adott hőmérsékleten, kT a termikus feszültség, amely az U T = összefüggéssel határozható q meg. Ebben az összefüggésben a k a Boltzmann állandó, T a kristály hőmérséklete Kelvin fokban, q az elektron töltése. Szobahőmérsékleten a termikus feszültség UT ≅ 26 mV. A pn átmenet feszültség-áram összefüggését grafikusan a 2.1 ábra szemlélteti 2.12 A pn átmenet rétegkapacitásai A pn átmenetnek tároló, kapacitív tulajdonsága is van. A pn átmenet két

oldalán az ellentétes töltésű ionokból álló kettős töltésréteg szélessége a rákapcsolt záróirányú feszültség hatására megváltozik. A feszültség ∆U növelésekor a tértöltési tartomány kiszélesedik és az átmenet két oldalán felhalmozódó Qj töltésmennyiség is ∆Qj -vel megváltozik. Az új egyensúly kialakulásáig a töltéshordozók mozgása miatt járulékos áram folyik. Ez a folyamat hasonlít a kondenzátorban lejátszódó dQ j folyamatokhoz, ezért a záróirányban igénybevett pn átmenetnek egy C j = dU tértöltési kapacitás tulajdonítható. A C j tértöltési kapacitás nem állandó, függ a záróirányú feszültség nagyságától, értéke pF nagyságrendű. Nyitóirányú feszültség hatására a pn átmeneten diffúziós áram folyik, nagyszámú többségi töltéshordozó áramlik át az egyik rétegből a másikba. Ha a nyitóirányú feszültség ∆U-val megváltozik, mindkét oldalon megnő a QD kisebbségi

töltéshordozó sűrűség is, és az új állandósult állapot beálltáig egy járulékos áram folyik, amely szintén hasonlítható a kapacitásban lejátszódó folyamatokhoz. Ennek d QD diffúziós kapacitás definiálható. Ez a alapján nyitóirányban egy C D = dU kapacitás általában több nagyságrenddel nagyobb, mint a záróirányú tértöltési kapacitás. 2.2 TELJESÍTMÉNYDIÓDÁK A szilícium egykristály lapkában kialakított pn átmenet alkotja a rétegdiódát. A félvezető lapkához kivezetések csatlakoznak, a p típusúan szennyezett réteghez az anód-, az n típusúhoz a katódelektróda (2.2a ábra) A dióda jelképi jelölése a 2.2b ábrán látható uR uF Anód p n Katód Anód a) Katód iF iR b) 2.2 ábra A dióda szerkezeti felépítése és jelképi jelölése A nagy tisztaságú, hibátlan kristályszerkezetű szilícium lapkán a p és az n típusú szennyezést általában diffúziós technikával alakítják ki, majd áramvezető 2-5

kontaktusokkal látják el. A lapkát molibdén hordozólemezre rögzítik, megfelelő szigetelőképességű és hőálló bevonattal látják el. A környezet behatásaitól nemesgázzal kitöltött tok védi a szerkezetet A tok anyaga, felépítése különböző lehet: fém vagy műanyag, egyoldalú, vagy tárcsa szerkezetű, stb. A 23a ábrán egy műanyag tokozású, a 2.3b ábrán egy fém tokozású, hűtőtönkbe csavarozható kivitelű, a 2.3c ábrán pedig tárcsa kialakítású dióda rajza látható a) b) c) 2.3 ábra A teljesítmény dióda tokozásai A teljesítményelektronikai áramkörökben alkalmazott félvezetőkkel szemben támasztott követelmények: − a letörési feszültségük minél nagyobb legyen, − vezető állapotban minél kisebb legyen a feszültségesésük, valamint az ellenállásuk, − gyors be- és kikapcsolással, rövid kapcsolási időkkel rendelkezzenek, − teljesítmény disszipáló képességük minél nagyobb legyen. Ezek a

követelmények egymásnak ellentmondó módszerekkel valósíthatók meg, ezért a teljesítmény félvezetők szerkezeti felépítése eltér a kis teljesítményű elemek felépítésétől. A nagy zárófeszültség eléréséhez gyengén szennyezett, széles réteg kialakítása szükséges. Ennek azonban az a következménye, hogy nyitóirányú igénybevételkor nagy az ohmos ellenállása, ezért nagy a nyitóirányú feszültségesése, amely megnöveli a veszteségi teljesítményt. A nyitóirányú feszültségesése akkor lesz kicsi a diódának, ha az egymással érintkező p és n típusú rétegek erősen szennyezettek, mert ekkor nagy a félvezető anyag vezetőképessége. Ha nagy a donor és az akceptor atomok sűrűsége, akkor kicsi lesz a záróréteg szélessége és a záróirányú feszültség hatására itt nagy lesz a 2-6 térerősség. A pn átmenetben az erős szennyezés miatt a lavinaletöréshez tartozó határfeszültség kicsi lesz. Nagy

zárófeszültség és viszonylag kis vezetőirányú feszültségesés valósítható meg a háromrétegű p + n− n + elrendezéssel (2.4 ábra) Záróirányú igénybevételkor a tértöltési tartomány főként az n − − úgynevezett drift tartományban − alakul ki, tehát ennek a rétegnek a vastagsága és szennyezettsége határozza meg a megengedhető zárófeszültség értékét. Vezetőirányú igénybevételkor kétoldali injektálás alakul ki, így az erősen szennyezett p+ és n + rétegből a drift rétegbe jutó töltéshordozók megnövelik az n− drift réteg szennyezettségi állapotához tartozó vezetőképességét és így lényegesen lecsökken az elrendezésre jutó vezetőállapotú feszültségesés. Anód i + p u n− (i) + n Katód 2.4 ábra A teljesítmény dióda szerkezete A teljesítmény diódák három jellemzője − a záróirányú határfeszültség, a nyitóirányú feszültségesés és a működési frekvencia − kölcsönösen

összefügg és bármelyikük csak a másik kettő rovására változtatható. A teljesítmény diódák nyitóirányú áramának nagysága a kialakított pn átmenet keresztmetszetétől függ. A diódák nyitóirányú áramának és feszültségének szorzata veszteséget jelent, amely a pn átmenetben hővé alakul. A diódákra a katalógusokban megadott nyitóirányú áram mindig egy adott réteghőmérsékletre vonatkozik, így az áramterhelhetőséget a keletkező veszteség nagysága és a hőelvezetés módja határozza meg. 2.21 A diódák áramköri helyettesítése Ha a nemlineáris karakterisztikájú dióda az egyenáramú hálózatban egy meghatározott munkapontban működik, akkor helyettesíthető egy olyan ellenállás értékkel, amely a karakterisztikán az adott munkaponthoz tartozó UM munkaponti feszültség és IM munkaponti áram hányadosával egyezik meg. Ez a dióda Rs statikus, vagy egyenáramú ellenállása. 2-7 Rs = UM IM (2.3) A dinamikus ,

vagy váltakozóáramú ellenállás a diódát a munkapont körüli feszültség- és áramváltozás esetére jellemzi. Az r d dinamikus ellenállás a karakterisztika adott munkapontja körüli kis feszültségváltozáshoz tartozó áramváltozás hányadosa, rd = du di , (2.4) UM ,IM a feszültségnek az áram szerinti deriváltja. iF 1 rT UT0 uF 2.5 ábra A dióda nyitóirányú jelleggörbéjének közelítése A dióda nyitóirányú helyettesítése a jelleggörbe törtvonalas közelítésével adható meg, ahol UT0 a küszöbfeszültség, az rT = ∆ uF ∆ iF (2.5) pedig a nyitóirányú helyettesítő ellenállás, ahol a változások a teljes működési tartományra vonatkoznak. 2.22 Átmenet vezetésből zárásba Amikor a pn átmeneten nyitóirányú áram folyik, a p és az n rétegekben az egyensúlyi állapotnak megfelelő töltéshordozó-sűrűségnél sokkal nagyobb a kisebbségi lyukak és elektronok koncentrációja. A vezetésből zárásba való

átmenetkor a nyitóirányú áram az áramkör impedanciája által meghatározott meredekséggel csökkenni kezd, majd az áram nullátmenete után t s ideig változatlan meredekségű, nagy záróirányú 2-8 áram folyik. Ez az áram csak akkor csökken a záróirányú áram Io állandósult értékére, ha az átmenetben kialakul a feszültségnek megfelelő záróréteg. Ehhez el kell távolítani a pn átmenetből a többlet kisebbségi töltéshordozókat. A töltéshordozók az átmenetből részben a megnövekedett záróirányú árammal távoznak, részben rekombináció útján semlegesítődnek. iF trr iF IF uF d iF dt ts d iR dt Qrr tf I0 t 0.1IrrM IrrM 2.6 ábra A dióda kikapcsolási folyamata A záróréteg kialakulásakor az áram meredeken a nyugalmi I0 áram értékére csökken. A diódán mindaddig nyitóirányú feszültség van, míg a záróirányú dinamikus áram el nem éri az IrrM maximális értékét. Az áram nullátmenetétől a

záróirányú áram IrrM maximális értékéig eltelt idő a t s töltéstárolási idő. A záróirányú áram a t f esési idő alatt csökken a maximális értékéről a 0.1IrrM értékre, így a dióda t rr záróirányú szabaddáválási ideje a t s és a t f idők összege. A katalógusok megadják a záróirányú áram által elszállított Qrr tárolt töltés változását a záróirányú áram meredekségének függvényében különböző IF nyitóirányú áram amplitúdóknál (2.7 ábra) Q rr IF d iR dt 2.7 ábra A tárolt töltés változása A záróirányú dinamikus áram jellemzői a jelleggörbe alapján számíthatók. A záróirányú dinamikus áram IrrM maximális értéke az 2-9 d iR t dt s összefüggéssel, a Qrr tárolt töltés értéke pedig a IrrM = 1 Q r r = I r r M tr r 2 (2.6) (2.7) összefüggéssel közelíthető. A tárolt töltésen kívül az s lágysági tényező (softness factor) is jellemzője a kikapcsolási folyamatnak,

amely az s= tf (2.8) ts összefüggéssel adható meg. A záróirányú szabaddáválási idő a lágysági tényezővel kifejezve: t r r = t s + t f = t s (1 + s ) . (2.9) A Qrr tárolt töltés a (2.9) és a (27) kifejezések behelyettesítése után: 1 + s d iR 2 1 + s . Qr r = I r r M t s = t 2 dt s 2 (2.10) A Qrr tárolt töltés ismeretében a töltéstárolási idő a ts = 2Qrr d iR (1 + s) dt , (2.11) az esési idő pedig a t f = st s = 2Qrr s 2 d iR (1 + s ) dt (2.12) összefüggéssel határozható meg. A dinamikus záróirányú áram változása a t f tartományban az áramkörben lévő induktivitásokon feszültséget indukál, amely a tápfeszültségre szuperponálódik és így a dióda igénybevétele nagyobb a tápfeszültségnél, akár a záróirányú letörési feszültséget is meghaladhatja és tönkreteheti a diódát. E káros hatás ellen a diódával párhuzamosan kapcsolt soros RC taggal lehet védekezni. 2.23 A diódák hőfokfüggése A

diódák működését a hőmérséklet erősen befolyásolja. A rétegdióda pn átmenetében mind a nyitóirányú, mind a záróirányú igénybevételkor veszteség keletkezik, amelynek pillanatértékét az átmenet áramának és feszültségének szorzata adja. A veszteség az átmenetben hővé alakul, így a dióda igénybevételének változásakor a 2 - 10 hőmérséklete is változik. Növekvő hőmérsékleten a dióda záróirányú árama nő, a letörési feszültség hőfokfüggése − különösen nagyobb feszültségű diódáknál − jó közelítéssel elhanyagolható. Tj3 > Tj2 > Tj1 iF Tj1 uR uF Tj2 Tj3 iR 2.8 ábra A dióda hőfokfüggése A nyitóirányú jelleggörbe hőfokfüggése az állandó áramhoz tartozó feszültségesés mértékével jellemezhető. Tapasztalati összefüggések alapján ez az érték jó közelítéssel −2 mV/C (28 ábra) 2.24 Veszteségek A rétegdiódák megengedhető áram− és részben a

feszültségigénybevételét is a pn átmenetben keletkező és hővé alakuló teljesítmény korlátozza. A pn átmenet hőmérséklete egy adott értéket nem léphet túl, mert a dióda tönkremegy A veszteségek pillanatértéke a nyitó− és záróirányú jelleggörbékből határozható meg. A diódák záróirányú vesztesége a letörési tartomány határáig állandó hőmérsékleten a µA esetleg mA nagyságrendű záróirányú áram miatt nagyon kis értékű, gyakorlatilag elhanyagolható. A letörési tartományban a meginduló nagy áram és a nagy zárófeszültség miatt a kialakuló veszteség olyan naggyá válhat, hogy a dióda a túlmelegedés miatt meghibásodhat, tehát ebben a tartományban gyakorlatilag nem üzemelhet. A nyitóirányú veszteség névleges áramterhelés esetén általában kb. két nagyságrenddel nagyobb a záróirányú veszteség értékénél, ezért a dióda veszteségét 2 - 11 döntően a nyitóirányú veszteség

határozza meg. A veszteség egyszerűen számítható a nyitóirányú jelleggörbe törtvonalas közelítésével (2.5 ábra) Ennek alapján a dióda feszültsége a következő egyenlettel határozható meg: uF = U To + rT iF ahol uF UTo rT iF a a a a (2.13) dióda feszültségének pillanatértéke, küszöbfeszültség, nyitóirányú helyettesítő ellenállás, dióda áramának pillanatértéke. Tetszőleges alakú áram esetén a veszteség pillanatértéke: 2 p = uF iF = U To iF + rT iF . (2.14) Periodikus lefolyású áram esetén a veszteség átlagértéke: P= 1T 1T 1T 2 2 p dt = U To iF dt + rT iF dt = U To I FAV + rT I F RMS , T 0 T 0 T 0 (2.15) 2 tehát a veszteség a diódán átfolyó áram IFAV középértékével, valamint I F RMS effektív értékének négyzetével arányos. A pn átmenetben keletkező veszteség hővé alakul, amelynek meg kell oldani az elvezetését. A dióda pn átmenetéből a hő hővezetéssel távozik a környezet felé A

hőleadás javítható, ha a diódát hűtőlapra, vagy hűtőtönkre szerelik, esetleg mesterséges léghűtést alkalmaznak. A hővezetés villamos analógiával modellezhető Az elvezetett hő különböző anyagú és geometriai méretű részeken halad keresztül. Az egyes részek a termikus hőellenállásukkal és hőkapacitásukkal jellemezhetők. Az analóg modellben a veszteségi teljesítmény az áramnak, a hőmérséklet pedig a feszültségnek felel meg. A félvezető kristály, a tok és a hűtőtönk hőmérséklete a modell alapján felírható differenciálegyenletek megoldásából adódik. Rthjc Rthca Tj Tc P Tj Tc Rthca Ta Ta P a) Rthjc Cthjc Cthca b) 2.9 ábra A dióda hőmodelljei: a) statikus, b) dinamikus állapotban A tapasztalatok alapján a félvezető összetett szerkezete jó közelítéssel helyettesíthető egyetlen ellenállással, az Rthjc belső hőellenállással. A hűtés körülményeit az 2 - 12 Rthca külső hőellenállás

jellemzi, értéke függ a hűtőtönk anyagától, alakjától, a felület minőségétől és színétől (2.9a ábra) Állandósult üzemben a hőegyensúly beállta után a pn rétegben keletkező és az elvezetett hőmennyiség azonos és állandó. A pn réteg T j átlagos hőmérsékletét a veszteség P átlagértéke, a hőelvezető részek Rthjc és Rthca hőellenállásai és a környezet T a hőmérséklete szabja meg. T j − T a =P (Rthjc + Rthca ) (2.16) Ha a terhelés, így a nyitóirányú veszteség változik, a pn réteg virtuális hőmérsékletének időbeli változását is meg kell határozni. A hőmérséklet időbeli változásának modellezésére a hőellenállásokkal párhuzamosan kapcsolt hőkapacitások alkalmasak, amelyeknek az eredője a tranziens hőimpedancia (2.9b ábra) A hőimpedancia értéke függ a terhelés időtartamától, a hűtés módjától, ezt a katalógusok jelleggörbékkel adják meg. Egy ilyen jelleggörbe látható a 210 ábrán,

ahol a Z thjc a pn átmenet és a ház, a Z thjh pedig a pn átmenet és a hűtőtönk közötti tranziens hőimpedanciát adja meg az idő függvényében. A hőimpedancia a n Z th (t ) = å Rth i (1 − e − t Rth i Cth i (2.17) ), i =1 összefüggéssel adható meg, a réteghőmérséklet pedig a T j − T a = P Z th (t) (2.18) összefüggéssel határozható meg. Zth Zth jh Zth jc lg t 2.10 ábra A dióda tranziens hőimpedanciája A félvezető dióda vesztesége a dióda jelleggörbéjének hőfokfüggése miatt szintén hőfokfüggő. 2.25 Zener dióda 2 - 13 A félvezető dióda a nyitóirányú névleges veszteséggel üzemeltethető a letörési tartományban is, ha a veszteség a pn átmenetben egyenletesen oszlik meg. A karakterisztika letörési feszültségénél a meginduló nagy záróirányú áramhoz csak elhanyagolható mértékű zárófeszültség változás tartozik, ezért a letörési tartományban üzemelő dióda feszültségstabilizálásra

használható. Az ilyen célra készült diódákat stabilizátor, illetve a letörés jellege alapján Zener diódáknak nevezik. uR uF Anód iF Katód iF iR UZ uF uR UT0 iR 2.11 ábra A Zener-dióda jelképi jelölése és a feszültség-áram karakterisztikája A Zener-diódák letörési feszültsége a szennyezés mértékével és megfelelő technológiával néhány volttól száz volt nagyságrendig beállítható. A Zener-dióda jelképi jelölése és karakterisztikája a 2.11 ábrán látható 2.26 A rétegdiódák csoportosítása A teljesítményelektronikai áramkörökben alkalmazott rétegdiódák két nagy csoportba sorolhatók: a hálózati diódák és a gyors diódák. Hálózati diódák A hálózati vagy normál diódák megengedhető árama néhány amper és 4.5 kA között változik, a megengedhető feszültségigénybevétel felső határa 5 kV. A nyitóirányú feszültségesés a letörési feszültség növekedésével nő és a néhány kV-os

típusoknál 2 V felett van. A záróirányú szabaddáválási idő nem elsőrendűen fontos jellemző, legfeljebb az áramkörök védelme szempontjából van jelentősége. 2 - 14 Gyors diódák A gyors diódák t rr záróirányú szabaddáválási ideje általában egy nagyságrenddel kisebb, mint a hálózati diódáké. A gyors diódák jellemzőinek összehasonlításakor nemcsak a Qrr tárolt töltés nagyságát, hanem az s lágysági tényezőt is figyelembe kell venni. A gyors diódák jelenlegi határadatai: feszültség: U = 2500.3000 V, áram: I = 1000.1500 A A záróirányú szabaddáválási idő elsősorban a megengedhető feszültségigénybevételtől függ: 600 V-ig trr = 0,2 µs, 1000 V-ig t rr = 0,5 µs, 2500 V-ig t rr = 5 µs. 2.27 Schottky dióda A Schottky-diódát egy vékony fém rétegre felvitt p vagy n típusú félvezető alkotja. A fém és a félvezető érintkezési felületén kialakul egy kiürített réteg, amely hasonló tulajdonságokat

mutat, mint az egykristály pn átmenet. A félvezető Si vagy Ge egykristály, a vele érintkező fém általában wolfram. Az n típusú félvezető alkalmazása esetén a fémhez csatlakozik az anód kivezetés, a félvezetőhöz pedig a katód. Ennek a felépítésnek is hasonló áram-feszültség jelleggöbéje van, mint egy pn átmenetnek. A statikus tulajdonságai közül előnyös, hogy nyitóirányú feszültségesése néhány tized volt, hátránya, hogy záróirányú árama nagyságrenddel nagyobb, mint a rétegdiódáé A Schottky diódában gyakorlatilag csak a többségi töltéshordozók vesznek részt az áramvezetésben, ezért a tárolt töltése és a záróirányú szabaddáválási ideje jó közelítéssel nulla. Különösen nagyfrekvenciás (10100 kHz) átalakító kapcsolásokban előnyös az alkalmazásuk. A Schottky diódák megengedhető igénybevételi határai: feszültség: U = 50.60 V, ezért csak kisfeszültségű kapcsolásokban alkalmazhatók,

áram: I = 100 A, záróirányú szabaddáválási idő: trr ≅ 0. Új fém-félvezető átmenetek kifejlesztésével a záróirányú áram nagyságát 3.20 mA határok közé sikerült lecsökkenteni, és az új struktúrákkal a letörési feszültséget 100.200 V-ig lehetett növelni 2.28 A diódák katalógusadatai 2 - 15 A gyártó cégek katalógusokban közlik a diódák névleges és határadatait, amelyek a kapcsolásokban alkalmazott félvezetők kiválasztásának és méretezésének alapjául szolgálnak. A katalógusadatok egy adott hőmérsékletre vonatkoznak, az egyes jellemzők hőmérsékletfüggését jelleggörbékben adják meg. URRM ismétlődő záróirányú csúcsfeszültség. Az ismétlődő tranziens záróirányú feszültség maximálisan megengedhető csúcsértéke. URSM nem ismétlődő záróirányú csúcsfeszültség (lökő-csúcsfeszültség). A legnagyobb megengedhető, nem periodikus csúcsfeszültség I FRMS a nyitóirányú áram

effektív értéke. A dióda belső villamos- és termikus tulajdonságai által korlátozott folyamatos üzemi áram értéke. I FAV a nyitóirányú áram középértéke. I FSM félszinusz hullámú nyitóirányú lökőáram. A névleges terhelést követő egyetlen szinusz félhullám alakú áram csúcsértéke. A lökőáram üzemszerűen nem ismétlődhet. 2 ò i dt határterhelési integrál. A névleges terhelést követő, félperiódusnál rövidebb időtartamú túlterhelésre vonatkozó ò i 2 dt érték. A védelem megvá- ò i 2 dt értéknek nagyobbnak kell lennie, mint az alkalmazott biztosítóra megadott ò i 2 dt érték. lasztásához szolgál alapul. A diódára megadott UF UTo rT iR R thjc Tjmax UBR UR Qrr t rr nyitóirányú feszültségesés adott réteghőmérséklet és nyitóirányú áram esetén. küszöbfeszültség. A dióda nyitóirányú jelleggörbéje által meghatározott érték. A nyitóirányú feszültség azon értéke, ahol az áram

növekedni kezd nyitóirányú helyettesítő ellenállás. záróirányú áram. hőellenállás. a megengedhető maximális réteghőmérséklet. letörési feszültség. Az a feszültségérték, amelynél a dióda záróirányú árama rohamosan nő, vagyis zárási tulajdonságai megszűnnek. A letörési feszültség mindig nagyobb, mint a megengedhető lökő-csúcsfeszültség. folyamatos záróirányú egyenfeszültség, az a záróirányú egyenfeszültség, amely nem lépi túl a 0.5 URRM értékét záráskésleltetési töltéstárolás, az a töltés, amely a záróképesség visszanyeréséhez szükséges idő alatt átfolyik a külső áramkörön. záróirányú szabaddáválási idő. 2.3 BIPOLÁRIS TRANZISZTOROK 2 - 16 A tranzisztor két pn átmenetből áll, ahol az egyik réteg közös. A közös réteg vagy n, vagy p típusúan szennyezett, ezért a tranzisztor szennyezési sorrendje lehet pnp vagy npn. Minden réteghez tartozik egy-egy kivezetés: a közös

réteg a bázis, amelynek egyik oldalán az emmitter, a másikon pedig a kollektor van. A tranzisztor szerkezeti sémája és jelképi jelölése a 2.12 ábrán látható C pnp p Emitter n p B Kollektor Bázis E C npn n Emitter p n B Kollektor E Bázis 2.12 ábra A tranzisztor szerkezeti sémája és jelképi jelölése A közös bázisréteg rendkívül vékony, és mivel mindkét pn átmenet közös eleme, ezért az átmenetek között jelentős kölcsönhatás lép fel: a bázis-emitter átmenet áramával a kollektor és az emitter között folyó áram befolyásolható. A rétegtranzisztorban az elektronok és a lyukak egyaránt részt vesznek az áramvezetésben, erre utal a bipoláris tranzisztor elnevezés. Az npn és a pnp struktúrájú tranzisztorok működése lényegében nem tér el egymástól, csupán az egyenfeszültségek polaritása, illetve az egyenáramok iránya ellentétes (2.13 ábra) A következőkben csak a gyakoribb npn típusú

tranzisztorral foglalkozunk. UBC C IC IB UCE B UBE IE E UCB IB B UEB npn C IC UEC IE E pnp 2.13 ábra Az npn és a pnp típusú tranzisztor feszültség- és áramirányai közös emitterű kapcsolásban 2 - 17 A tranzisztor működtetéséhez két tápforrás szükséges, ezért aszerint, hogy e két tápforrásnak melyik elektródán van a közös pontja, alapvetően három kapcsolási lehetőség van: a közös bázisú, a közös emitterű és a közös kollektorú kapcsolás (2.14 ábra) Ezen alkalmazások közül a közös emitterű a legjelentősebb, leggyakrabban alkalmazott kapcsolás, ezért a következőkben ezt a kapcsolást tárgyaljuk IE C IB C E B UCE B B UCB C E a) E IB UCE c) b) 2.14 ábra Az npn tranzisztor elvi alapkapcsolásai: a) közös bázisú, b) közös emitterű, c) közös kollektorú kapcsolás A tranzisztor folyamatosan vezérelhető elektronikus eszköz, amely teljesítményerősítésre alkalmas. A közös emitterű

kapcsolásban az IB bázisáram a vezérlő, az IC kollektoráram pedig a vezérelt áram. A tranzisztor egyes pn átmeneteire jutó feszültségek polaritásától függően négy alapvető működési mód különböztethető meg. a) Normál aktív működési mód A tranzisztor normál aktív tartományban működik, ha a bázis-emitter átmenet igénybevétele nyitóirányú, a bázis-kollektor átmeneté pedig záróirányú. A kialakuló áramok a 2.15 ábrán láthatók C B E IE IC ICE ICB0 IBE IB 2.15 ábra A tranzisztor áramai a normál aktív tartományban Az UBE > 0 és az UBC < 0 feszültségek hatására a bázis-kollektor átmeneten ICB0 záróirányú áram, a bázis-emitter átmeneten pedig IBE nyitóirányú áram folyik. A kis értékű bázis-emitter áram hatására a kollektor-emitter között nagy ICE áram indul (tranzisztor hatás). E két áram között az ICE = B IBE (2.19) összefüggés teremt kapcsolatot, ahol B a közös emitterű

egyenáramú (nagyjelű) 2 - 18 áramerősítési tényező, amelynek szokásos értéke: B = 25-1500. A bevezetett jelölésekkel a bázis elektróda árama az IB = IBE − ICB0 , (2.20) IC = ICB0 + BIBE , (2.21) a kollektor elektróda árama az az emitter elektróda árama pedig az IE = IBE + BIBE = (B + 1)IBE (2.22) összefüggéssel határozható meg. A csomóponti törvény szerint: IE = IC + IB. (2.23) A bázis-emitter átmenet árama a (2.20) összefüggés alapján: IBE = IB + ICB0 . (2.24) Ezt az összefüggést felhasználva a kollektoráram IC = ICB0 + B( IB + ICB0 ) = BIB +(B+1)ICB0 , (2.25) az emitteráram pedig IE = (B+1)( IB + ICB0 ) = (B+1)IB +(B+1)ICB0 . (2.26) A kollektor-bázis záróirányú áram általában elhanyagolható, ekkor a kollektoráram IC = BIB , (2.27) az emitteráram pedig IE = (B + 1)IB (2.28) alakú. A két áram hányadosa az A közös bázisú egyenáramú (nagyjelű) áramerősítési tényező: A= IC B = . IE B +1 (2.29)

A normál aktív tartomány jellemzője, hogy a bázis-emitter átmenet kis értékű áramának hatására a kollektor-emitter átmeneten nagy értékű áram folyik. b) Inverz aktív működési mód A kollektor és az emitter szerepét felcserélve a tranzisztor inverz aktív tartományban működik. Ekkor a bázis-emitter átmenetre UBE < 0 záróirányú, a kollektor-bázis átmenetre pedig UCB > 0 nyitóirányú feszültség jut. A normál aktív tartomány mintájára definiált inverz áramerősítési tényezők a tranzisztor aszimmetrikus felépítése miatt lényegesen kisebbek, ezért ennek a tartománynak kicsi a jelentősége. 2 - 19 c) Telítési mód Ebben az üzemmódban a tranzisztor mindkét átmenetére nyitóirányú feszültség jut, tehát UBE > 0 és UBC > 0. A nyitott pn átmenetek kis ellenállása miatt az áramot főképp a külső hálózat határozza meg. A telítési tartomány határa az UBC = 0 értékhez tartozik, ekkor UBE = UCE A

telítéshez tartozó kollektor-emitter feszültséget UCEsat maradékfeszültségnek, másképpen szaturációs feszültségnek nevezik. Értéke: 0,1-3V. d) Zárási mód Ha mindkét pn átmenetre UBE < 0 és UBC < 0 záróirányú feszültség jut, a tranzisztor közelítőleg szakadásként viselkedik, a pn átmeneteken záróirányú áramok folynak. A záróirányú áramok értékei: ICB0 = IBE0 = 0,1.5 mA Jelleggörbék A tranzisztor kivezetéseire jutó feszültségek és a kivezetéseken átfolyó áramok közötti összefüggéseket általában jelleggörbékben adják meg. Ezek közül legfontosabb a bemeneti és a kimeneti jelleggörbe sereg ismerete Ezek alapján tárgyalhatók pl a kisjelű erősítők, a kapcsolóüzem, stb Közös emitterű kapcsolásban a tranzisztor IB = f(UBE ) bemeneti, valamint az IC = f(UCE ) kimeneti jelleggörbéi a 2.16 ábrán láthatók A bemeneti jelleggörbe az emitter-bázis pn átmenet nyitóirányú jelleggörbéjéhez hasonló.

Mivel a kimeneti oldal UCE feszültsége visszahat a bemenetre, ezért meg kell adni, hogy mekkora UCE kollektor-emitter feszültségre vonatkozik a jelleggörbe. Záróirányban a maradékáramot és a letörési feszültséget elegendő ismerni. Telítési tartomány IB UCE = 0 UCB = 0 IB5 > IB4 IC IB4 > IB3 UCE = 5V Elsõdleges (primer) letörés IB3 > IB2 Aktív IB2 > IB1 tartomány IB1 IB=0 UBE a) Zárási tartomány UCE0 UCER UCES UCEV UCE b) 2.16 ábra A közös emitterű tranzisztor: a) bemeneti és b) kimeneti karakterisztikái A kimeneti karakterisztika az állandó bázisáramhoz tartozó kollektoráram változást adja meg az UCE kollektor-emitter feszültség függvényében. Az IB = 0 bázisáramhoz tartozó jelleggörbe a zárási tartományt, az UCB = 0 jelleggörbe pedig a telítési tartományt határolja. 2 - 20 A tranzisztor kollektor-emitter feszültsége egy maximális értéket nem haladhat meg, ez az érték az UCE0 letörési

feszültség az IB = 0 bázisáramhoz tartozó jelleggörbén, szabadon hagyott bázis esetén. Ha a bázis és az emitter között R ellenállás van, a zárási tartományban csökken a kollektor-emitter maradékáram, a letörési feszültség pedig nagyobb lesz. A karakterisztika azonban visszahajló jellegű és az UCER érték elérése után csökkenő feszültségnél is megnövekszik a kollektoráram. A maradékáram tovább csökkenthető, ha az ellenállás értéke egészen rövidzárig csökken. Ekkor a letörési feszültség UCES értékű A legkisebb maradékáram és a legnagyobb letörési feszültség érték (UCEV ) a bázis-emitter közé kapcsolt zárófeszültséggel érhető el. A letörési feszültségnél nagyobb feszültségeknél a lavinahatás miatt elsődleges (primer) letörés következik be, a tranzisztor a nagy veszteségi teljesítmény következtében meghibásodik. A tranzisztor kollektorkörébe R ellenállást iktatva (2.17a ábra) a

kollektoráram az IC = U t − U CE R (2.30) összefüggéssel adható meg, ahol Ut a tápfeszültség. Ez az összefüggés a tranzisztor kimeneti karakterisztikájában egy munkaegyenest határoz meg. A munkapont egy összetartozó IC − UCE értékpár a munkaegyenes mentén, amelyet a bázisárammal lehet beállítani. Ha a bázisáram folyamatos változtatásával a munkapont a normál aktív tartományban jön létre, akkor a tranzisztor lineáris üzemmódban működik. 2.31 A tranzisztor kapcsoló üzeme Ha a tranzisztor bázis-emitter átmenetének igénybevétele olyan, hogy statikus állapotban a munkaegyenesen a munkapont csak a telítési (A), vagy csak a zárási (B) tartományban alakulhat ki, akkor a tranzisztor kapcsoló üzemmódban működik (2.17b ábra) A tranzisztor kapcsoló tulajdonságai nem ideálisak, de előnyei következtében egyike a leggyakrabban alkalmazott elektronikus kapcsoló elemeknek. Előnyös tulajdonságai: − vezérlőteljesítménye

kicsi, nagy a teljesítményerősítése, − bekapcsolási és kikapcsolási ideje rövid, µs nagyságrendű, gyors, periodikus átkapcsolásra alkalmas, − hosszú élettartam, nagy megbízhatóság jellemzi, − bekapcsolt állapotban ellenállása kicsi (mΩ nagyságrendű), − kikapcsolt állapotban ellenállása nagy (MΩ nagyságrendű). 2 - 21 IC iC IB5 > IB4 + UCB = 0 Ut / R R Ut IB IB3 > IB2 IB2 > IB1 M ICM UCE IB4 > IB3 A IB1 uBE B IB=0 UCE 0 UCEM UCEsat Ut b) a) 2.17 ábra A tranzisztor munkapontjának beállítása A tranzisztor a zárási tartományban üzemel, ha a bázis-emitter átmenetre záróirányú feszültség jut. A vezérlőelektródára kapcsolt megfelelő nagyságú, ugrásszerűen változó nyitóirányú áram- vagy feszültségimpulzussal a tranzisztor munkapontja a telítési tartományba vezérelhető, majd a vezérlőjel megszűnésekor a munkapont a zárási tartományba jut. A tranzisztor kollektorárama

nem követi ugrásszerűen a vezérlőjel változását, az átkapcsolás időkéséssel, nem pillanatszerűen történik. A kapcsolási időösszetevők (td , t r, t s, t f ) definíciója a 2.18 ábrán látható iB IB1 t1 t0 IB2 t2 t iC 90% 10% t td tr ton tf ts toff 2.18 ábra A tranzisztor kollektoráramának időfüggvénye a vezérlőjel (a bázisáram) hatására A tranzisztor bázisára a t = t 0 pillanatban a bekapcsoláshoz szükséges IB1 amplitúdójú áramimpulzust kapcsolva a kollektoráram csak egy t d késési idővel indul meg, majd az állandó bázisáram hatására a tranzisztor paramétereitől függő 2 - 22 átkapcsolási időállandóval növekedni kezd és a t r felfutási idő alatt eléri maximális értékének 90%-át. A bekapcsolási időt a késési és a felfutási idő összege adja: ton = t d + t r. (2.31) A vezérlőjelet ugrásszerűen megszüntetve (t 1 ), a bázisrétegben jelenlévő többlet töltéshordozók miatt mind a

bázis-emitter, mind a bázis-kollektor átmenet továbbra is vezet. A kollektoráram gyakorlatilag változatlan lesz mindaddig, míg a bázisban tárolt töltés le nem csökken a telítési tartomány határához tartozó értékre. Az ehhez tartozó idő a t s töltéstárolási, másképpen telítési idő. A vezérlőáram megszűnése után a bázis-emitter átmenetre záróirányú feszültség jut, IB2 záróirányú bázisáram, un. kihúzóáram fog folyni, amelynek értékét a vezérlőkör feszültsége és ellenállása határozza meg. A t 2 időpillanattól a kollektoráram csökkenni kezd, és a t f lefutási idő alatt éri el a kikapcsoláshoz tartozó értékét. A t off kikapcsolási idő a t s telítési idő és a t f lefutási idő összege: t off = t s + t f . (2.32) A kapcsolóként alkalmazott tranzisztorral szemben követelmény, hogy a kapcsolási idők minél rövidebbek legyenek, a kollektoráram minél kisebb késéssel kövesse a vezérlőáramot.

Ezért mind a bekapcsolási, mind a kikapcsolási időket csökkenteni kell. Ez ellentétes követelményt jelent, hiszen a túlvezérléssel jelentősen csökkenthető a bekapcsolási idő, de ekkor megnő a telítési idő, amely a kikapcsolási időt növeli. Ha a tranzisztor a vezérlés hatására nem kerül a telítési tartományba, csak a telítési tartomány határára (UCB = 0), akkor a t s telítési idő gyakorlatilag nulla lesz. iC + R iB R1 1,5IB1 Ut R2 UCE uBE IB1 t C 0 IB2 a) b) 2.19 ábra A tranzisztor be- és kikapcsolási idejének csökkentéséhez szükséges a) vezérlőáram-alak és b) kapcsolási elrendezés Megoldás lehet, ha a túlvezérlés csak a bekapcsolás idejére korlátozódik. Ehhez a 2.19a ábrán látható áramalak szükséges, ahol a vezérlőjel egy rövid ideig a statikus bázisáramnál 1,5-2-szer nagyobb amplitúdójú. Ennek hatására a tranzisztor a telítési 2 - 23 tartományba kerül, a bekapcsolási idő rövidebb

lesz. Később a bázisáramot a telítési tartomány határához tartozó értékre csökkentve a telítési idő, illetve a kikapcsolási idő jelentősen kisebb lesz. A 219b ábrán látható kapcsolás ennek a vezérlőáramalaknak a gyakorlati megvalósításaA kapcsolási idők csökkentésének másik lehetősége, ha valamilyen kapcsolási elrendezés megakadályozza, hogy a tranzisztor a túlvezérlés ellenére a telítési tartományban üzemeljen. Ebben az esetben azonban számítani kell arra, hogy a tranzisztor maradékfeszültsége (szaturációs feszültsége) a telítési tartomány határán nagyobb, mint a telítési tartományban, ezért a tranzisztor bekapcsolt állapothoz tartozó vesztesége is megnövekszik. 2.32 Veszteségszámítás A kapcsoló üzemű tranzisztorok statikusan a telítési és a zárási tartományban üzemelnek. A zárási tartomány vesztesége általában elhanyagolható, mivel ez a kis maradékáram miatt a lezárt tranzisztorra jutó

teljes tápfeszültség esetén sem számottevô. A telítési tartományban a tranzisztor veszteségét a szaturációs feszültség és a nyitóirányú áram szorzata határozza meg. A két stabil állapot közötti átkapcsolások alatt nagy pillanatnyi-, és a kapcsolási frekvenciától függően jelentős átlagos átkapcsolási veszteségek keletkezhetnek. Az átkapcsolások alatt az áramsűrűség a tranzisztor félvezető kristály keresztmetszetében nem oszlik el egyenletesen, ezért az egyenlőtlen felmelegedés miatt megengedhetetlenül magas hőmérsékletű helyek alakulhatnak ki, amelyek a tranzisztor meghibásodásához, az u.n szekunder letöréshez vezethetnek A teljesítmény tranzisztorok veszteségi teljesítményének legfontosabb korlátozó értéke a maximálisan megengedett réteghőmérséklet, amely a diódánál megismert analóg hőmodell alapján számítható. Egy kapcsoló tranzisztor általában periodikusan ismétlődő áramimpulzusokat vezet. Az

áramimpulzus energiaveszteségéből meghatározható a nyitóirányú veszteség értéke. Az energiaveszteség számítása három részre bontható: a Won bekapcsolási energiaveszteségre, az áram állandó szakaszára vonatkozó Wcond vezetési és a Woff kikapcsolási energiaveszteségre. Ezek általános formában a következőképpen írhatók fel: t3 W = ò i (t )u (t )dt , (2.33) t0 ahol az i(t) a kollektoráram, az u(t) pedig a kollektor-emitter feszültség időfüggvénye. A tranzisztor kapcsolási energiaveszteségei ohmos terhelés kapcsolásakor 2 - 24 A tranzisztor feszültség és az áram hullámformája ohmos terhelés esetén a 2.20b ábrán láthatók A be- és a kikapcsolás ideje alatt az áram-, valamint a kollektor-emitter feszültségváltozás lineáris függvénnyel közelíthető. iC u CE u CE Ut iC I CM iC U CEsat + t1 t0 tr R Ut t con d t3 t tf pT P TM uCE t2 PTM = U t I CM 4 uBE 0 t T b) a) 2.20 ábra A tranzisztor

áram, feszültség és veszteségi teljesítmény hullámformái ohmos terhelés kapcsolásakor A bekapcsolási energiaveszteség a célszerűen a t 0 időpontban felvett koordinátarendszerben közelítőleg a tr æ I U t tö t Won = ò I CM U t ç1 − ÷ dt = CM t r tr è tr ø 6 0 (2.34) összefüggéssel határozható meg. Az állandósult áramvezetési szakaszra a veszteségi energia a t 1 időpontban felvett koordinátarendszerben Wcond = I CM U CEsat tcond (2.35) összefüggéssel számítható. A kikapcsolási energiaveszteség a t 2 időpontban felvett koordinátarendszerben a 2 - 25 tf Woff = I CM U t t f t t I CM çç1 − ÷÷ U t dt = 6 tf tf 0 (2.36) összefüggéssel határozható meg. A kapcsolási energiaveszteségek ismeretében a teljes veszteségi teljesítmény átlagértéke meghatározható az összes energiaveszteségnek a T periódusidőre vett átlagaként: PTAV = Won + Wcond + Woff T . (2.37) A tranzisztor T j réteghőmérsékletének

átlagos értéke a villamos analóg hőmodell alapján: T j − Tc = PTAV Rth jc ahol Tc Rthjc (2.38) a tranzisztor tokhőmérséklete, a tranzisztor belső hőellenállása. A tranzisztor kapcsolási energiaveszteségei soros ohmos-induktív terhelés kapcsolásakor A tranzisztor áram és feszültség hullámformái induktivitást is tartalmazó terhelés kapcsolásakor a 2.21b ábra szerint alakulnak Ha a terhelés időállandója lényegesen nagyobb, mint a kapcsolási frekvencia periódusideje, feltételezhető, hogy az It terhelő áram állandó. A tranzisztor kikapcsolt állapotában a terhelő áramot a terheléssel párhuzamosan kapcsolt D visszavezető dióda vezeti A tranzisztor bekapcsolásakor a dióda mindaddig vezet, amíg a kollektor áram el nem éri a terhelő áram nagyságát, ez idő alatt a tranzisztorra közelítőleg az Ut tápfeszültség jut. A dióda lezárása után az uCE kollektor-emitter feszültség lecsökken az UCEsat maradékfeszültség

értékére. Kikapcsoláskor a D diódára csak akkor jut nyitóirányú feszültség, amikor a tranzisztor uCE feszültsége eléri a tápfeszültség értékét A tranzisztoron csak ekkor kezd csökkeni az áram nullára. Az időfüggvényekből látható, hogy RL terheléskor jelentősen növekednek a tranzisztor kapcsolási veszteségei. A bekapcsolási folyamat a t 0 időpillanatban a kollektoráram növekedésével indul, amely t r idő alatt éri el az ICM maximális értékét. A kollektoráram változása lineáris függvénnyel közelíthető, a kollektor-emitter feszültség változása pedig pillanatszerűnek tekinthető. 2 - 26 iC u CE it + L u CE Ut iC I CM iD iD U CEs at R D t0 Ut tr iC t2 t1 t co nd t3 t tf pT uCE P TM uBE P TM =U t I CM 0 T a) t b) 2.21 ábra A tranzisztor áram, feszültség és veszteségi teljesítmény hullámformái soros ohmosinduktív terhelés kapcsolásakor A bekapcsolási energiaveszteség a t 0 időpontban

felvett koordinátarendszerben: tr Won = ò I CM 0 I Ut t U t dt = CM t r . 2 tr (2.39) Az állandósult áramvezetési szakaszra a t 1 időpontban felvett koordinátarendszerben a Wcond = I CM U CEsat t cond (2.40) összefüggéssel számítható a veszteségi energia. A kikapcsolási energiaveszteség a t 2 időpontban felvett koordinátarendszerben a tf æ t Woff = ò U t I CM çç1 − è tf 0 ö I Ut ÷ dt = CM t f ÷ 2 ø (2.41) összefüggéssel adható meg. A kapcsolási energiaveszteségek ismeretében a teljes veszteségi teljesítmény átlagértéke: Won + Wcond + Woff (2.42) PTAV = . T A T j réteghőmérséklet átlagos értéke: T j − Tc = PTAV Rth jc . (2.43) 2 - 27 2.33 A teljesítmény tranzisztorok szerkezeti kialakítása A teljesítményelektronikai áramkörökben alkalmazott kapcsolóüzemű teljesítmény tranzisztorok szerkezete eltér az információelektronikában használt tranzisztorokétól. Az eltérés elsősorban a felépítésben

jelentkezik Egy npn típusú teljesítmény tranzisztor emittere erősen szennyezett n típusú, a bázisa kevésbé szennyezett p típusú réteg. A kollektor két rétegből áll; a bázissal szomszédos réteg gyengén szennyezett, majd ezt egy erősen szennyezett n típusú réteg követi (2.22 ábra) Emitter Bázis n + p Bázis vastagság n− Kollektor drift tartomány n + Kollektor 2.22 ábra A teljesítmény tranzisztor szerkezete Ez a szerkezeti kialakítás nagy feszültség határértékeket biztosít, de az áramerősítési tényező viszonylag kicsi, csak 5-10 körüli érték. Ezért a nagyfeszültségű bipoláris tranzisztorokat diszkrét elemekből egy tokban, vagy egy kristályon belül Darlington kapcsolásban alakítják ki. Ezeknek ugyan nagyobb a feszültségesésük, de lényegesen nagyobb a nagyjelű áramerősítési tényezőjük. Egy kétfokozatú Darlington teljesítmény tranzisztor elvi felépítése a 2.23 ábrán látható C iC iB B T2 D1

T1 D2 R2 iE R1 E 2.23 ábra Darlington tranzisztor elvi felépítése A kapcsolási rajzon szereplő D2 dióda az T 1 főtranzisztor kikapcsolásának gyorsítását szolgálja, lehetőséget biztosítva a negatív bázisáram alkalmazásának. Az R 1 és R2 ellenállások a záróirányú maradékáramot csökkentik. A D1 az un visszavezető dióda. 2 - 28 2.34 Fontosabb katalógusadatok UCB0 UCE0 UCER UCES UEB0 IC I CM IB IB Ptot TjM R thjc I CEV UCEsat UCEsus td tr ts tf a kollektor-bázis letörési feszültség (IE = 0). a kollektor-emitter letörési feszültség nyitott bázis-emitter esetén (IB = 0). a kollektor-emitter letörési feszültség bázis-emitter lezáró ellenállás alkalmazásával (RBE = 100 Ω). a kollektor-emitter letörési feszültség rövidrezárt bázis-emitter esetén (UBE = 0). a emitter-bázis letörési feszültség (IC = 0). a kollektor áram maximális középértéke. a kollektor áram csúcsértéke. a bázis áram maximális

középértéke. a bázis áram csúcsértéke. maximális disszipációs teljesítmény, ha a tokhőmérséklet T C ≤ 25 C°. a maximális réteg hőmérséklet. a belső hőellenállás a réteg és a tok között. a kollektor-emitter maradékáram, a tranzisztor kikapcsolt állapotában negatív bázis-emitter feszültség esetén. a kollektor-emitter maradékfeszültség (szaturációs feszültség). kollektor-emitter letörési feszültség. bekapcsolás késleltetési idő. felfutási idő. töltéstárolási idő. lefutási idő. lg IC ICM tp=30µs 1 tp = 50µs 2 tp = 1ms 3 tp = 100ms dc 4 lg UCE 2.24 ábra A nyitóirányú biztonságos működés tartománya (FBSOA) FBSOA (Forward biased safe operating area) a nyitóirányú biztonságos működés tartománya. A bázis-emitter pn átmenet nyitóirányú igénybevétele esetén a maximálisan megengedett áram, a maximális kollektor-emitter feszültség, a 2 - 29 veszteségi teljesítmény és a szekunder

letörés határokat adja meg a kimeneti karakterisztikában. Az UCE - IC diagramon a tranzisztorra maximálisan megengedett jellemzők a logaritmikus léptékű ábrázolás miatt egyenes határolóvonalakat adnak. Erre az üzemmódra vonatkozó határadatok a 224 ábrán láthatók 1 2 3 4 a maximálisan megengedett kollektoráram. a maximálisan megengedhető hőveszteség. a másodlagos (szekunder) letörés tartománya. a maximálisan megengedett kollektor-emitter feszültség. A diagram a dc egyenáramú terhelésen kívül a különböző t p impulzus időkhöz tartozó határadatokat is tartalmazza. RBSOA (Reverse biased safe operating area)a záróirányú biztonságos működés tartománya. A tranzisztor kikapcsolásakor a bázisáram megszűnése után általában záróirányú feszültség kerül a bázis-emitter átmenetre, a kikapcsolási folyamat meggyorsítása miatt. Erre az üzemmódra vonatkozó határadatok a 225 ábrán láthatók az UBE bázis-emitter

feszültség függvényében lgIC 1 2 UBE = − 5V 3 lgUCE 2.25 ábra A záróirányú biztonságos működés tartománya (RBSOA) 1 a maximálisan megengedett kollektoráram (a kikapcsolás előtt). 2 másodlagos letörés. 3 a záróirányú bázisfeszültségtől függő letörési feszültség. Mind a nyitóirányú, mind a záróirányú biztonságos működés tartománya állandó tokhőmérsékletre vonatkozik. 2.4 TIRISZTOROK 2 - 30 A tirisztorok négyrétegű félvezető eszközök. A szilícium egykristály lapkán kialakított négy réteg felváltva p és n típusú, de különböző mértékben szennyezett A pn’p’n sorrendű átmenetek közül a p réteghez az anód, az n réteghez a katód kivezetés csatlakozik, míg a p’ réteg kivezetése a gate vezérlőelektróda. A tirisztor sematikus felépítése és a jelképi jelölése a 2.26 ábrán látható 1 2 n p n’ p’ Anód uT 3 Katód Anód Katód iT Gate iG Gate 2.26 ábra A tirisztor

sematikus felépítése és jelképi jelölése A tirisztorok nyitóirányú működése visszavezethető két komplementer tranzisztor működésére, ahol az n’p’n tranzisztor kívülről vezérelhető. A helyettesítést a 2.27 ábra szemlélteti A n’ p’ p n’ p’ K n K A G G 2.27 ábra A tirisztor helyettesítése tranzisztorokkal A tirisztor az anód és a katód közé kapcsolt külső feszültség polaritásától függően különbözőképpen viselkedik. Záróirányú feszültségigénybevétel Ha az anódra a katódhoz képest negatív feszültség jut, a tirisztoron csak kis értékű záróirányú áram folyik. A záróirányú feszültség-áram jelleggörbe menete gyakorlatilag megegyezik a dióda záróirányú karakterisztikájával A negatív anódfeszültség hatására a tirisztor szerkezetben az 1-es és a 3-as átmenet igénybevétele záróirányú. A zárófeszültség nagyrésze az 1-es átmenetre jut, mivel a 3-as réteg zárótulajdonsága

sokkal rosszabb. A záróirányú áram nagyságát a vezérlőelektródán átfolyó áram is befolyásolja. A vezérlőáram hatására a záróirányú áram is megnövekszik és annál nagyobb lesz, minél nagyobb a vezérlőáram. Ilyenkor az egyidőben fellépő nagy záróirányú áram és nagy záróirányú feszültség nagy veszteséget okoz, a fejlődő hő következtében a tirisztor tönkremehet. Ez a veszély csökkenthető a tirisztor vezérlőjelének letiltásával a záróirányú igénybevétel alatt. 2 - 31 Nyitóirányú feszültségigénybevétel Ha az anódra a katódhoz képest pozitív feszültség jut és a vezérlőelektródán nem folyik áram, ekkor a tirisztor középső, 2-es átmenetére jut zárófeszültség, és az elemen kis értékű vezetőirányú záróáram folyik. A pozitív anódfeszültséget növelve, az UB0 billenési feszültség határértékénél az anódáram növekedni kezd, az elemen belüli pozitív visszacsatolás miatt az

anódfeszültség lecsökken és a továbbiakban az elem úgy viselkedik, mint egy vezetőirányban igénybevett dióda. Ez a tirisztor bekapcsolt állapota. Ezt a bekapcsolási módot lehetőleg kerülni kell, mert a tirisztor meghibásodásához vezethet. A billenési feszültség hőfokfüggő. A hőmérséklet emelkedésével kezdetben a billenési feszültség kis mértékben növekszik, majd az un. billenési hőmérséklet (T B ) felett meredeken csökken. Ez azt jelenti, hogy a tirisztor vezérlőjel nélkül, csak a hőmérsékletének növelésével is bekapcsolható (2.28 ábra) UB0 T TB 2.28 ábra A tirisztor billenési feszültségének hőfokfüggése Ez nem okoz közvetlen meghibásodást a tirisztor szerkezetben, ha a hőmérséklet lecsökken, a tirisztor ismét vezérelhetővé válik. A billenési hőmérséklet túllépésével mégsem célszerű a tirisztort bekapcsolni, mert a bekapcsolás időpontjában nagy az anódfeszültség, és a kis keresztmetszeten

meginduló áram a félvezető elemet tönkreteheti. 2.41 A tirisztorok bekapcsolása A tirisztor üzemszerű bekapcsolásához az anód-katód nyitóirányú feszültsége mellett vezérlőáram is szükséges. Ha a vezérlőelektródára pozitívabb feszültség jut a katódhoz képest, a vezérlőkörön áram folyik. A vezérlőáram hatására a 3-as átmenethez tartozó p’n rétegben a töltéshordozók száma megnövekszik és rövid idő elteltével elérik a 2-es átmenetet, ahol a záróirányban igénybevett átmenet villamos tere átsodorja azokat az n’ rétegbe. Az átlépő elektronok hatására lecsökken az átmenetre jutó feszültség. Az 1-es és a 3-as átmenet nyitóirányú feszültségigénybevétele miatt egyre több lesz a töltéshordozó, így a 2-es átmenet tértöltése és 2 - 32 az átmenetre jutó feszültség tovább csökken. Végül a nyitóirányban igénybevett 1-es és 3-as réteg úgy elárasztja töltéshordozókkal a 2-es átmenetet,

hogy annak igénybevétele is nyitóirányú lesz és a tirisztor bekapcsol. A tirisztor feszültség-áram karakterisztikája a 2.29 ábrán látható iT iG2 > iG1 >0 UBR IL IH iG =0 uR iG2 iG1 iG =0 uT UB0 iG1 iG2 iR 2.29 ábra A tirisztor feszültség-áram karakterisztikája A tirisztorban az áramvezetés a vezérlőáram hatására a vezérlőelektróda közvetlen környezetében indul meg és a diffúzió valamint a villamos tér hatására fokozatosan terjed szét a teljes keresztmetszetben. A szétterjedés sebessége kb 0,1 mm/µs Amíg a teljes keresztmetszet vezetővé nem válik, az áramsűrűség helyileg megnövekszik, ezáltal a veszteség is nagyobb lesz, a tirisztor túlmelegszik. Ennek elkerülésére a nyitóirányú áram di T /dt változási sebességét olyan értékre kell korlátozni, amely még nem okoz meg nem engedhető többletveszteséget. Ha a terhelőkör árammeredeksége nagyobb, mint a megengedett érték, legtöbbször telítődő

fojtótekerccsel késleltetik az áramnövekedést. Bekapcsolás után a tirisztor anódárama a vezérlőárammal többé már nem befolyásolható. Ezért a tirisztor olyan áramimpulzussal is vezérelhető, amelynek időtartama hosszabb, mint a bekapcsoláshoz szükséges idő, de a bekapcsolt állapot vezérlőjel nélkül is fennmarad, ha az anódáram nagysága meghaladja az I L dinamikus tartóáram értékét. A vezérlőáram megindulása után a tirisztor bekapcsolása nem pillanatszerű. A bekapcsolási folyamat a 2.30 ábrán látható 2 - 33 iG t uT iT uT iT 0.9UT 0.1UT tgd tgr t 2.30 ábra A tirisztor bekapcsolási folyamata A vezérlőjel megjelenése után az anódfeszültség csak a t gd gyújtáskésési idő után kezd észrevehetően csökkenni, majd a t gr átkapcsolási idő alatt éri el a kezdeti értékének 10 %-át. A gyújtáskésési idő a vezérlőáram nagyságával és meredekségével befolyásolható: meredekebb és nagyobb amplitúdójú

vezérlőárammal csökkenthető a gyújtáskésési idő. Erre akkor van elsősorban szükség, ha több tirisztort kell sorba vagy párhuzamosan kapcsolni A nyitóirányú feszültség meredek növekedése is a tirisztor bekapcsolásához vezet. Amikor az anódfeszültség pozitív irányban növekedni kezd, a 2-es átmenetben a záróréteg szélesedik. E szélesedés hatására a töltéshordozók az 1-es és a 3-as átmeneten távoznak, ezért olyan a hatásuk, mintha vezérlőáram folyna. A meredek nyitóirányú feszültségnövekedés hatására bekövetkező bekapcsolás során a nagyfokú helyi túlmelegedés miatt a tirisztor meghibásodhat, ezért a megengedhető du T /dt értéket is korlátozni kell. A megengedhető duT /dt értéket befolyásolja a nyitóirányú feszültség pozitív vagy negatív kezdeti értéke is. 2.42 A tirisztorok kikapcsolása A tirisztor akkor kapcsol ki, ha árama az IH tartóáram értéke alá csökken, majd utána megfelelő ideig negatív

zárófeszültség jut rá. A kikapcsolási folyamat két részre bontható: a) a záróirányú záróképesség elérése (t rr), b) a nyitóirányú záróképesség visszanyerése (t q ). A tirisztor kikapcsolási folyamata a 2.31 ábrán látható Amíg a tirisztor vezet, a tirisztorban nagy számú töltéshordozó biztosítja az áramvezetést. Az u t tápfeszültség megváltozásának hatására a nyitóirányú áram a t 0 időpillanattól csökkenni kezd az áramkör impedanciája által meghatározott meredekséggel. A belső pn rétegben a 2 - 34 töltéshordozó-sűrűség megváltozása csak késve követi az áram csökkenését. A t 1 időpontban a tirisztor árama nulla lesz, de az egyes rétegekben tárolt töltéshordozók miatt az átmenetek vezetőképessége nem változik, az áram negatív irányban, változatlan meredekséggel tovább folyik. Ez a záróirányú áram töltéshordozókat távolít el a pn átmenetekből. Mivel a tirisztorban az n’ réteg

vastagsága nagyobb, mint a p’ rétegé, ezért a t 2 időpontban a 3-as átmenet közelében csökken le a töltéshordozó-sűrűség, így az átmenet feszültséget tud magára venni. A tirisztor anód-katód kivezetéseire jutó feszültség záróirányú lesz, és a t 3 időpontban eléri a 3as átmenet letörési feszültségét, ami kb. 10 V nagyságrendű A t 3 − t 2 időtartamban a záróirányú áram értéke csökken, majd a korábbi meredekséggel tovább növekszik. Az elszállított töltéshordozók miatt az 1-es átmenetben is lecsökken a töltéshordozósűrűség, és a t 4 időponttól kezdődően ez az átmenet is zárófeszültséget tud magára venni. Ekkor a záróirányú áram exponenciális függvény szerint az állandósult állapotnak megfelelő I0 értékre csökken. A tirisztor a t 5 időpontban csak a záróirányú záróképességét nyeri vissza, mivel a belső rétegekben többlet töltéshordozók maradnak, amelyek csak rekombinációval

tudnak megszűnni. iT tq trr I0 t Qrr uT ut iT ut ut uT uT iG t3 t0 t1 t2 t4 t5 t6 t 2.31 ábra A tirisztor kikapcsolási folyamata A t 1 és t 5 időpont között eltelt idő a t rr záróirányú szabaddáválási idő. A tirisztorra pozitív anódfeszültség csak akkor juthat, ha a rekombináció befejeződött. Az áram nullaátmenete (t 1 időpont) és a nyitóirányú záróképesség kialakulása (t 6 időpont) között eltelt idő a t q nyitóirányú szabaddáválási idő. 2 - 35 Ha a terhelőkör induktivitást is tartalmaz, akkor a t 4 - t 5 tartományban az áram gyors változása az induktivitáson nagy túlfeszültséget okozhat, amely hozzáadódik a külső feszültséghez és a tirisztorra veszélyes értéket is elérhet. Ahhoz, hogy a tirisztorra ne jusson veszélyes túlfeszültség, a tirisztorral párhuzamosan soros RC védőtagot kell kapcsolni. Az RC tag méretezéséhez a záróirányban elszállított Qrr töltésmennyiség nagyságának

ismerete szükséges. A nyitóirányú szabaddáválási idő értéke elsősorban a töltéshordozók élettartamától függ, de más mennyiségek is befolyásolják. A jelentősebb tényezők a következők. − A réteghőmérséklet növekedése a t q nyitóirányú szabaddáválási időt növeli. − A nyitóirányú áram amplitúdója és az áramcsökkenés meredeksége is befolyásolja a nyitóirányú szabaddáválási időt, nagyobb amplitúdó és meredekebb áram növeli az értékét. − A záróirányú szabaddáválási idő után a tirisztorra jutó negatív zárófeszültség növelésével jelentősen csökkenthető a nyitóirányú szabaddáválási idő. Ez a befolyás különösen jelentős a 0 − 50 V feszültségtartományban 2.43 A tirisztorok veszteségei A tirisztor vesztesége a nyitóirányú, a záróirányú, a vezérlőköri és az átkapcsolási veszteségekből adódik. A nyitóirányú veszteség meghatározása a 224 fejezetben ismertetett

dióda veszteségszámításával megegyezik, mivel bekapcsolt állapotában a tirisztor jelleggörbéje a dióda nyitóirányú jelleggörbéjével közel azonos. A tirisztor záróirányú vesztesége elhanyagolható a nyitóirányú veszteséghez képest a záróirányú áram kis értéke miatt. A vezérlőköri veszteség szintén nem jelentős, de a vezérlőkörre megengedett értéket nem haladhatja meg. Az átkapcsolási veszteségek meghatározásához az áram és a feszültség időbeli változását kell ismerni, kis frekvencián azonban a teljes veszteséghez képest ez az összetevő is elhanyagolható. 2.44 Vezérlőköri jellemzők A tirisztor vezérklőkörének jellemző mennyiségeit a vezérlőkör nyitóirányú áramfeszültség jelleggörbéjében szokás megadni. A 232 ábrán a gyártási szórást figyelembevevő (a, b) jelleggörbe-sávban bejelölt UGD és IGD adatok azok a legkisebb vezérlőfeszültség−vezérlőáram értékek, amely értékek által

határolt területen kívül eső vezérlőköri munkapontban a bekapcsolás mindig bekövetkezik. Mivel a tirisztor bekapcsolásához szükséges vezérlőáram függ a réteghőmérséklettől is, a jelleggörbén a különböző hőmérséklethez tartozó áramhatárok is megtalálhatók. 2 - 36 uG UGT b PGmax 10% Tj =125° C UGD Tj =25° C IGD PGmax 100% a IGT iG 2.32 ábra A tirisztor vezérlőköri jellemzői A vezérlőkör megengedhető veszteségét a 2.32 ábrán feltüntetett PGmax = UG IG veszteségi hiperbolák határolják. A veszteségi hiperbolák különböző százalékos vezetési időkhöz tartoznak. A megengedhető maximális veszteségen kívül a vezérlőfeszültség és a vezérlőáram nagysága is korlátozva van (UGT, IGT) 2.45 A tirisztorok típusai A tirisztorok felépítésük, működésmódjuk és felhasználhatóságuk alapján négy nagyobb csoportba sorolhatók: − hálózati tirisztorok, − gyors tirisztorok, − fényvezérlésű

tirisztorok, − oltható tirisztorok. 2.451 Hálózati tirisztorok A hálózati (normál) tirisztorok azokban az áramkörökben használhatók, ahol nagy feszültség, nagy áramigény mellett a kapcsolási frekvencia a hálózati frekvencia nagyságrendjébe esik. Ezeknél az elemeknél a fejlesztés a kapcsolási teljesítmény, a feszültség- és árammeredekség értékeinek növelésére irányult. A hálózati tirisztorok jelenlegi határadatai: feszültség: áram: U = 4.5 kV, I = 4.5 kA, nyitóirányú feszültség meredeksége: duT V = 20.1000 , µs dt cr nyitóirányú áram meredeksége: d iT A = 20.1000 , µs dt cr 2 - 37 t q = 50.400 µs nyitóirányú szabaddáválási idő: A megengedhető feszültség− és árammeredekség értékének a növelése az áramkörök védelmének az egyszerűsítését tették lehetővé. A hálózati tirisztorok egy speciális csoportját alkotják az egykristályon belül kialakított ellenpárhuzamos tirisztorpárok, a

TRIAK-ok (2.33 ábra) iA Anód iA uA Gate iG2 UB2 iG iG1 iG =0 uA Katód UB1 iG =0 iG1 iG2 2.33 ábra A triak jelképi jelölése és a feszültség-áram karakterisztikája Általában olyan a felépítésük, hogy mind pozitív, mind negatív vezérlőárammal bekapcsolhatók akár az anód, akár a katód pozitív a másikhoz képest. Mivel a feszültség- és árammeredekségük erősen korlátozott, csak kisebb teljesítményű és kevésbé igényes átalakító kapcsolásokban nyernek alkalmazást. A triak-ok jelenlegi határadatai: feszültség: U = 2 kV, áram: I = 300A, nyitóirányú szabaddáválási idő: t q = 50.400 µs 2.452 Gyorstirisztorok A tirisztorok kikapcsolási tulajdonságára a nyitóirányú szabaddáválási idő a jellemző. Ennek a jellemzőnek a csökkentésével létrejöttek a gyorstirisztorok, amelyeknek a szabaddáválási ideje egy nagyságrenddel kisebb, mint a hálózati tirisztoroké A kisebb nyitóirányú szabaddáválási időhöz

(t q ) kisebb záróirányú szabaddáválási idő (t rr) tartozik és így csökken a tirisztor kikapcsolási vesztesége is A bekapcsolási veszteségek csökkentésére fejlesztették ki az osztott (distributed) vagy interdigitális vezérlőelektródájú tirisztortípusokat. Az ilyen felépítésű tirisztorokban rövidebb idő szükséges ahhoz, hogy az áramvezetés a teljes keresztmetszetre kiterjedjen, így nagyobb az elemre megengedhető árammeredekség érték. A jelenlegi határadatok: 2 - 38 feszültség: áram: U = 2.3 kV, I = 1.1,5 kA, nyitóirányú feszültség meredeksége: du V = 1000 , µs dt cr nyitóirányú áram meredeksége: di A = 1000 , µs dt cr nyitóirányú szabaddáválási idő: t q =5.25 µs A gyorstirisztorok csoportjába tartozik néhány speciális tirisztor típus, amelyek kifejlesztésénél egyaránt a szabaddáválási idő csökkentése, a kapcsolási frekvencia növelése volt a cél. a) Vezérlőelektródával segített

kikapcsolású tirisztorok (GATT) A nyitóirányú szabaddáválási idő tovább csökkenthető, ha a tirisztor kikapcsolásakor a vezérlőelektródára záróirányú feszültséget kapcsolnak, aminek amplitúdója kisebb a katód-vezérlőelektróda letörési feszültségénél. Ez a vezérlési mód különösen az osztott vagy interdigitális vezérlőelektródájú tirisztorokban hatásos. Az így kiképzett tirisztorokat vezérlőelektródával segített kikapcsolású tirisztoroknak (Gate Assisted Turn off Thyristor) nevezik. A jelenlegi határadatok: feszültség: áram: U = 2.3 kV, I = 1.1,5 kA, nyitóirányú feszültség meredeksége: du V = 1000 , µs dt cr nyitóirányú áram meredeksége: di A = 1000 , µs dt cr nyitóirányú szabaddáválási idő: t q = 5.25 µs b) Aszimmetrikus tirisztorok (ASCR) Az aszimmetrikus tirisztorok (Asymetrical Silicon Controlled Rectifier) olyan áramkörökben alkalmazhatók, amelyekben a tirisztorok záróirányú

feszültségigénybevétele lényegesen kisebb a nyitóirányúnál. Az aszimmetrikus tirisztorok technológiai kialakítása lehetővé teszi a záróirányú feszültségtől független paraméterek: a bekapcsolási idő, a nyitóirányú feszültségesés és a nyitóirányú szabaddáválási idő csökkentését. Az aszimmetrikus tirisztorok szabaddáválási ideje − az 2 - 39 azonos névleges nyitóirányú feszültségű típusokat véve alapul − kb. fele, mint a szimmetrikus tirisztoroké. A nyitóirányú feszültségesése kisebb, mint a normál gyorstirisztoroké, ezért az alkalmazásokban szinte minden gyorstirisztor ASCR. Az aszimmetrikus tirisztorok áram- és feszültség határadatai a normál gyorstirisztorokéval közel azonosak. c) Záróirányban vezető tirisztorok (RCT) A záróirányban vezető tirisztor (Reserve Conducting Thyristor) az aszimmetrikus tirisztor és a vele ellenpárhuzamosan kapcsolt dióda elrendezésnek egykristályon belüli

megvalósítása. Ennek a tirisztornak több előnyös tulajdonsága van az aszimmetrikus tirisztorral szemben A legfontosabb, hogy a kapcsolások felépítéséhez kevesebb félvezető elem szükséges, mint a hagyományos elemekkel, ezáltal csökken a kapcsolások mérete és súlya elsősorban azért, mert kevesebb különálló hűtőtönk szükséges. Villamos szempontból előnyös, hogy a tirisztor-dióda körnek az egykristályon belül nincs induktivitása, ezért alkalmazásukkor kedvezőbb működési feltételek adódnak, mint a diszkrét elemekkel felépített kapcsolásokban. Korlátozza az RCT-k alkalmazását, hogy az elemen belül kötött a tirisztor és a dióda áramterhelhetőségének aránya, ezért ezeket az elemeket eleve berendezésorientáltan tervezik. A záróirányban vezető tirisztorok áram- és feszültség határadatai szintén a normál gyorstirisztorokéval azonosak 2.453 Fényvezérlésű tirisztorok A fényvezérlésű tirisztorokban a

bekapcsolást a félvezetőréteg közvetlen megvilágítása indítja el. Elsősorban nagyfeszültségű berendezések hálózati tirisztoraiként alkalmazhatók előnyösen, mert a nagyszámban sorbakapcsolt tirisztorok vezérlőegységei potenciálisan egyszerűen leválaszthatók. A fényvezérlésű tirisztorok határadatai: feszültség: áram: U = 5.7 kV, I = 1.1,5 kA, nyitóirányú feszültség meredeksége: du V = 1500.2000 , µs dt cr nyitóirányú áram meredeksége: di A = 250.500 , µs dt cr nyitóirányú szabaddáválási idő: t q = 50.400 µs 2.454 Oltható tirisztorok (GTO) 2 - 40 A tirisztorok előnyös tulajdonsága, hogy a felhasználó által meghatározott időpontban vezérlőjel segítségével bekapcsolhatók. A kikapcsolása viszont vezérlőjellel nem befolyásolható, ez sok esetben hátrányt jelent. A teljesítményfélvezetők fejlesztésének eredményeként megjelentek a vezérlőelektródával kikapcsolható tirisztorok, a GTO-k (Gate

Turn off Thyristor). Gate Anód n Katód n Katód n n p Gate n p n’ p n’ p n’ p n’ p Anód 2.34 ábra A GTO jelképi jelölése és szerkezeti felépítése A GTO megtartja a tirisztor négyréteges struktúráját (2.34 ábra) és szennyezési profilját, azonban néhány jelentős eltérés is van a szerkezeti kialakításban. • A gate- és katód osztott elektródás kialakításúak, de nagymértékben egymásba vannak integrálva. • A GTO p típusú anódtartományában szabályos közönként n’ tartományok vannak integrálva, hogy érintkezést teremtsenek az n réteggel. Az n’ tartományokat ugyanaz a fémezés borítja, mint a p típusú anódot, ami az ún. anódösszekötést eredményezi. Az anódösszekötésnek a kikapcsolás gyorsításában van szerepe, de ezáltal a GTO csak kis záróirányú feszültséggel vehető igénybe. Nagy zárófeszültségű típusokat anódösszekötés nélkül készítenek A GTO nyitóirányú

feszültség mellett pozitív vezérlőjellel kapcsolható be. A nyitóirányú jelleggörbéje, a bekapcsolási tulajdonságai a tirisztoréhoz hasonló. A bekapcsolás alatt a vezérlőáram di G /dt meredekségének és az IGM csúcsértékének elegendően nagynak kell lennie ahhoz, hogy a teljes keresztmetszet részt vehessen az áramvezetésben, ellenkező esetben helyi túlmelegedések miatt a GTO meghibásodhat. A GTO bekapcsolási folyamatai a 235 ábrán láthatók 2 - 41 IG IGT IGM t iA uA td iA uA t 2.35 ábra A GTO bekapcsolási folyamata A pozitív vezérlőáram nagy IGM értékét a bekapcsolás folyamata alatt fenn kell tartani, majd azt követően a GTO teljes vezetési ideje alatt folyamatos IGT vezérlőáramra van szükség a nem kívánatos kikapcsolás megelőzésére. A bekapcsolás után az áramvezetés mindaddig fennmarad, amíg a vezérlőelektródára negatív kikapcsolási impulzus nem érkezik, illetve amíg a terhelő áram értéke

meghaladja a tartóáram értékét. A bekapcsolás során létrejövő lokális teljesítményveszteségek okozta túlmelegedések kiegyenlítése érdekében egy meghatározott minimális ideig (∼25 µs) a GTO-t nem szabad kikapcsolni A kikapcsoláshoz szükséges negatív vezérlőköri oltóáram kb. az anódáram 1 1 . része, az oltóköri feszültség néhányszor 10 V A negatív vezérlőáram di G /dt 3 5 meredekségének szintén nagynak kell lennie ahhoz, hogy a negatív vezérlőáram megjelenésétől az anódáram csökkenésének kezdetéig tartó töltéstárolási idő rövid, a vezérlőköri veszteség pedig kicsi legyen. A túl nagy di G /dt érték azonban azt eredményezi, hogy az anódáram a kikapcsolási folyamat végén lassan csökken nullára, un. “farok” áram alakul ki A megfelelő negatív vezérlőáram meredekség a negatív vezérlőfeszültség ismeretében a vezérlőkörbe iktatott induktivitással állítható be. A kikapcsolási folyamat a

236 ábrán látható A kikapcsolási folyamat a t = t o időpontban kezdődik, amikor a vezérlőáram a pozitív IGT értékről negatív irányúvá válik. A vezérlőáram megjelenése után a töltéstárolási idő elteltével az anódáram csökkenni kezd, majd t f lefutási idő alatt eléri a 10%-os értékét. Ezzel egyidőben az anódfeszültség növekedni kezd és a t f idő végére a gate-katód átmenet visszanyeri a záróképességét, az uG gate-katód feszültség negatív irányban növekedni kezd. Emiatt a negatív vezérlőáram gyorsan csökken A gyors áramváltozás a vezérlőkör induktivitásain feszültséget indukál és ez a feszültség a vezérlőáramot továbbra is fenntartja, a gate-katód átmenet lavinaletörésbe kerül. Ez azt eredményezi, hogy a töltéshordozók nagy része t W idő alatt 2 - 42 eltávozik az átmenetből. Egy kis értékű anódáram azonban továbbra is folyik, ez az áramfarok a t farok farokidő alatt csökken a

teljes kikapcsolásnak megfelelő értékre. Kikapcsolás után a GTO-t egy meghatározott (kb. µs) ideig nem szabad újra bekapcsolni, mert az eszköz tönkre mehet. iG IGT t t0 iA t fa r o k Iki t tf uA ts tgd du dt < du dt max Ube t uG tw t uG 2.36 ábra A GTO kikapcsolási folyamata A negatív vezérlőáram által elindított kikapcsolási folyamat 1.15 µs nagyságrendű, ezért magasabb kapcsolási frekvenciával működtethető, mint a tirisztor. A GTO-k a kapcsolási frekvencia szempontjából a bipoláris tranzisztorok versenytársai azzal az előnnyel, hogy nagyobb lehet a megengedhető feszültség− és áramigénybevételük. A GTO-k határadatai: feszültség: áram: U = 3,5 kV, I = 1,5.2,5 kA, nyitóirányú feszültség meredeksége: du V = 1000 , µs dt cr nyitóirányú áram meredeksége: di A = 500 , µs dt cr nyitóirányú szabaddáválási idő: t q = 1.15 µs 2.46 A tirisztorok határadatai, katalógusadatok 2 - 43 A tirisztor

nyitóirányú megengedhető feszültségének maximális értékét az IG = 0 vezérlőáramhoz tartozó UBO billenési feszültség, a záróirányú maximális feszültséget pedig az UBR letörési feszültség értéke korlátozza. A katalógusok a tirisztorra megengedhető feszültségértékeket mindig a maximálisan megengedhető réteghőmérsékletre adják meg. A tirisztor működése csak adott hőmérséklettartományban biztosított, ezért a megengedhető áramértékeket a maximális réteghőmérséklet, illetve a tirisztor veszteségei szabják meg A fontosabb katalógusadatok: UDRM URRM az ismétlődő nyitóirányú csúcsfeszültség. az ismétlődő záróirányú csúcsfeszültség. URSM I TRMS I TAV I TSM a a a a òi 2 dt di T dt cr duT dt cr UT UT(TO) rT I GT UGT IL IH iR t gd tq R th Tjmax Qrr 2 - 44 nem ismétlődő záróirányú csúcsfeszültség (lökőfeszültség). nyitóirányú áram effektív értéke. nyitóirányú áram középértéke.

nyitóirányú lökőáram. a határterhelési integrál. a nyitóirányú áram felfutási meredekségének kritikus értéke. a nyitóirányú feszültség felfutási meredekségének kritikus értéke. a nyitóirányú feszültségesés. küszöbfeszültség. a nyitóirányú helyettesítő ellenállás. vezérlőáram. vezérlőfeszültség. a dinamikus tartóáram. Az a minimális nyitóirányú áram, amely a tirisztort a vezérlőáram megszűnte után bekapcsolt állapotban tartja. tartóáram. Az a minimális nyitóirányú áram, amely a tirisztort még bekapcsolt állapotban tartja. záróirányú áram. gyújtáskésleltetési idő. nyitóirányú szabaddáválási idő. hőellenállás. megengedett virtuális réteghőmérséklet. záráskésleltetési tárolt töltés. 6. INVERTEREK A villamos energia felhasználása során gyakran szükség van az egyenfeszültség váltakozó feszültséggé való átalakítására. Ideális kapcsolók alkalmazásával elvileg

veszteségmentes az egyen-váltó átalakítás, ami a gyakorlatban vezérelhető félvezető eszközökkel közelíthető meg. Az egyen−váltó energiaátalakítás egyik módja a 3. fejezetben tárgyalt hálózati kommutációs áramirányítók inverter üzeme, ahol az egyenfeszültségű oldal energiája a váltakozó áramú hálózatba kerül vissza. Ez a fejezet olyan elektronikus átalakító kapcsolásokkal foglalkozik, amelyek a rendelkezésre álló egyenfeszültséget a félvezető kapcsolókkal váltakozó irányban kapcsolják a terhelésre, ahol ezáltal a kapcsolási gyakoriságnak megfelelő frekvenciájú, négyszög lefolyású váltakozó feszültség keletkezik. Ezek az elektronikus átalakító kapcsolások az inverterek Invertereket pl aszinkronmotorok fordulatszám-szabályozásához, szünetmentes tápegységekhez, indukciós hevítés céljára használnak. A fogyasztók túlnyomó többsége szinuszos váltakozó feszültséget igényel, amely a vezérlési

mód megfelelő megválasztásával és szűréssel érhető el. Lehetőség van a kimeneti feszültség amplitúdójának és frekvenciájának egyidejű változtatására is. Az alkalmazott kapcsolóelemek gyorstirisztorok, oltható tirisztorok (GTO-k), tranzisztorok (BJT-k), FET-ek, IGBT-k lehetnek. Az inverterek bemeneti táplálása lehet egyenfeszültségű tápforrás (pl. akkumulátor), vagy ún közbensőköri egyenfeszültség A közbensőköri egyenfeszültség általában a hálózati váltakozó feszültségből diódás hídkapcsolású áramirányítóval állítható elő, amelynek kimenetén nagy kapacitású szűrőkondenzátor biztosítja az egyenfeszültség közel állandó értékét. Így az inverter táplálása feszültséggenerátoros táplálásnak tekinthető. Ezek az inverterek a feszültséginverterek. Az inverterek változtatható nagyságú sima egyenárammal is táplálhatók. Az egyenáram nagy értékű simító-fojtóval ellátott vezérelt

áramirányítóval állítható elő. Az ilyen áramgenerátoros táplálású inverterek az áraminverterek. Ezek fő felhasználási területe pl. a nagy teljesítményű aszinkronmotoros hajtások A feszültség− és az áraminverterek a fogyasztók igényeinek megfelelően egy− vagy háromfázisú kimenettel rendelkezhetnek. Az invertereknek sokféle megoldása ismeretes. A fejezet korlátozott terjedelme miatt csak a gyakorlatban leginkább elterjedt kapcsolások kerülnek ismertetésre. 6-1 6.1 FESZÜLTSÉGINVERTEREK A feszültséggenerátorral táplált inverterek a feszültséginverterek, amelyeknek a kimenete egy− vagy többfázisú lehet. Az inverter kapcsoló eszközei az egyenfeszültségű tápforrás feszültségét váltakozó irányban kapcsolják a terhelésre A terhelés feszültségének amplitúdója a tápfeszültséggel egyezik meg, áramának hullámformáját pedig a terhelés jellege határozza meg. A kimeneti frekvenciát a félvezető kapcsolók

működtetésének módja és üteme szabja meg. 6.11 Egyfázisú inverterek Az egyfázisú inverterek leggyakoribb alkalmazása a szükségáramforrás, a szünetmentes tápegység. Terhelésük sok esetben háztartási vagy irodai elektromos készülék, amely ohmos, ohmos-induktív, esetenként ellenfeszültséget is tartalmazó terhelésként tárgyalható Az egyfázisú inverterek kapcsolóeszközei kisebb frekvenciák esetén (f < 3 kHz) a gyorstirisztorok, az oltható tirisztorok, a bipoláris teljesítménytranzisztorok, nagyobb frekvenciáknál a MOSFET-ek, az IGBT-k lehetnek. A kapcsolásokban feltüntetett bipoláris teljesítménytranzisztorokat ideális kapcsolóelemeknek tekintve, bármely más félvezető kapcsolóval helyettesíthetők. + T1 C 1/2U be R Ub e 0 L u A0 1/2U be C D1 uv 1 A T2 uv 2 D2 − 6.1 ábra Egyfázisú félhíd kapcsolású inverter Az egyfázisú inverterek alapkapcsolása a 6.1 ábrán látható félhíd Az invertert tápláló

Ube tápfeszültséget a bemeneti nagy kapacitású kondenzátorok két egyenlő Ube /2 részre osztják, és az így kialakított virtuális 0 pont és a félvezető kapcsolók közös A pontja közé csatlakozik a terhelés. A félvezető kapcsolókkal ellenpárhuzamosan kapcsolt visszavezető diódák biztosítják, hogy induktív jellegű terhelés esetén a félvezető kapcsolók kikapcsolásakor a terhelő áram ne szakadjon meg, és ne keletkezzen a félvezető eszközökre káros túlfeszültség. 6-2 A terhelés u A0 feszültsége a félvezető kapcsolók vezérlésétől függően: ha T1 vezet, u A0 = + U be , 2 ha T2 vezet, u A0 = − U be , 2 ha T 1 és T2 zár, uA0 = 0. u v1 T1 0 T1 2π π u v2 ωt T2 0 π 2π 0 π 2π ωt u A0 1/2U b e ωt −1/2U b e 6.2 ábra Egyfázisú félhíd kapcsolású inverter időfüggvényei Az egyfázisú inverterek leggyakoribb kialakítása a 6.3 ábrán látható hídkapcsolású inverter, amely két

félhídból származtatható Az Ube tápfeszültség két Ube / 2 értékű tápforrás soros kapcsolásának tekinthető és az így kialakított 0 pontra vonatkoztatható az inverter A és B pontjának feszültsége (uA0 , uB0 ). A terhelés feszültségét az A és a B pontok feszültségeinek különbsége adja. Az inverterek vezérlési módjai meghatározzák a kimeneti feszültség jelalakját, amely a kapcsolás működési elvéből következően olyan periodikus feszültség, amely négyszögimpulzusok sorozatából áll. Ezek felharmonikus tartalma a különböző vezérlések esetén eltérő. 6-3 i be + 1/2U b e C U be T1 u AB A 0 1/2U b e T3 D1 T2 D2 i R D3 B L T4 D4 C − 6.3 ábra Egyfázisú hídkapcsolású inverter Sok alkalmazás megköveteli, hogy az inverterek kimeneti feszültsége szinuszos alakú legyen, ezért a négyszög impulzusok felharmonikusait csökkenteni kell. A vezérlési mód megfelelő megválasztásával a terhelésre

jutó feszültség amplitúdója és frekvenciája is szabályozható egy maximum és egy minimum érték között. 6.111 Egyfázisú négyszögjel kimenetű inverterek vezérlése Az inverterek legegyszerűbb vezérlési módja a négyszögjel kimeneti feszültséget biztosító vezérlés. A 63 ábrán látható hídkapcsolású inverter vezérlése során az átlóban levő félvezető kapcsolók félperiódusonként együtt vezetnek, tehát félperiódusig a T1 és T4 , majd a következő félperiódusban a T2 és T3 félvezető kapcsolók kapnak vezérlőjelet. A hídágak A és B pontjainak feszültsége a virtuális 0 ponthoz képest: U be , 2 ha T1 és T4 vezet, uA0 = ha T2 és T3 vezet, U uA0 = − be , 2 U uB0 = − be , 2 uB0 = U be , 2 a kimeneti feszültség pedig az uAB (t ) = uA0 (t ) − uB0 (t ) összefüggés alapján ha T1 és T4 vezet, uAB = Ube , ha T2 és T3 vezet, uAB = − Ube amplitúdójú periodikus négyszög feszültség. 6-4 (6.1) u

A0 T1 T1 1/2U b e π 0 −1/2U b e u B0 T2 2π ωt a) ωt b) ωt c) T3 1/2U b e 0 −1/2U b e T4 π 2π π 2π T4 u AB Ube 0 −U b e 6.4 ábra Az egyfázisú négyszögjel kimenetű inverter időfüggvényei A 6.4 ábrán a hídágak A és B pontjának uA0 és uB0 feszültségei, valamint az uAB kimeneti feszültség időfüggvényei láthatók. A periodikusan változó kimeneti négyszög függvény a Fourier analízis segítségével szinuszos alapharmonikusra és felharmonikusokra bontható. Az uAB kimeneti feszültség Fourier sora: u AB = 4 1 1 1 U be ç sin ω t + sin 3 ω t + sin 5 ω t + sin 7ω t +.÷ π 3 5 7 (6.2) A kimeneti feszültség alapharmonikusának amplitúdója az 4 U$AB 1 = U be = 1 . 273 U be , π a felharmonikusainak amplitúdói pedig az U$AB1 $ U AB n = n (6.3) (6.4) összefüggésekkel határozhatók meg, ahol n a felharmonikusok rendszáma. A Fourier analízis szerint ebben az esetben n páratlan egész szám, tehát csak a

páratlan 6-5 rendszámú felharmonikusok vannak jelen a kimeneti feszültségben. A 65 ábrán a négyszög alakú kimeneti feszültség felharmonikusainak a tápfeszültséghez viszonyított relatív amplitúdói láthatók a rendszám függvényében. U$AB n U be 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 n 0 1 3 5 7 9 11 13 15 6.5 ábra A négyszögjel kimenetű inverter kimeneti feszültségének frekvenciaspektruma A felharmonikus amplitúdók a rendszámmal fordítva arányosak. A felharmonikus összetevők közül a kisebb rendszámú (3., 5, 7) harmonikusok amplitúdója a legnagyobb, ezért különösen ezek csökkentésére kell törekedni 6.112 Egyfázisú négyszögjel kimenetű inverterek működése különböző jellegű terhelések esetén Az egyfázisú hídkapcsolású négyszögjel kimeneti feszültségű inverter terhelésére a 6.4c ábrán látható négyszög feszültség jut A kimeneti áram jelalakját a terhelés jellege határozza meg. Ohmos terhelés esetén

a kimeneti áram követi a négyszög kimeneti feszültség alakját. Félperiódus ideig a T 1 és T 4 , a következő félperiódusban a T 2 és T 3 félvezető kapcsolók vezetik az áramot. A visszavezető diódák nem vezetnek, mert a terhelés felől energiavisszatáplálás nincs. Ideális induktivitás terhelés esetén a négyszög feszültség hatására a kimeneti áram lineárisan változik. Az induktivitásra félperiódus ideig Ube nagyságú feszültség jut, és ez a feszültség tart egyensúlyt az L induktivitáson indukálódó feszültséggel. A pozitív félperiódusban a rendszer differenciálegyenlete: 6-6 Ube = L d i (t) , dt (6.5) amelyet átrendezve a d i ( t ) U be = dt L (6.6) összefüggés adódik. A kimeneti áram a differenciálegyenlet megoldásaként i(t) = U be t + i(0) L (6.7) összefüggéssel írható le. A negatív félperiódusban a differenciálegyenlet d i (t) , dt (6.8) U be t + i(0). L (6.9) − Ube = L amelynek a megoldása

az i(t) = − Állandósult (kvázistacioner) állapotban a kimeneti áram középértéke 0, ezért a kezdeti feltétel a pozitív félperiódus kezdeténél a t = 0 időpillanatban i(0) = − Im, a félperiódus végén pedig a t = T/2 időpontban i(T/2) = Im. Ezeket a kezdeti feltételeket a 6.7 egyenletbe behelyettesítve: U T T i ç ÷ = be + i ( 0) , 2 L 2 Im = U be T −Im . L 2 (6.10) Ebből az egyenletből a kimeneti áram maximális értéke meghatározható: Im = U be T . L 4 (6.11) A T a kimeneti feszültség periódusideje. A kimeneti áramot a félvezető kapcsolók és a visszavezető diódák felváltva vezetik. A 66a ábrán a kimeneti feszültség pozitív félperiódusa alatt az − 1. időtartományban a D1 és D4 visszavezető diódákon folyik az áram, a − 2. időtartományban a T1 és T4 félvezető kapcsolók vezetik az áramot A kimeneti feszültség negatív félperiódusában a − 3. időtartományban a D2 és D3 visszavezető diódákon folyik

az áram, a − 4. időtartományban a T2 és T3 félvezető kapcsolók vezetik az áramot 6-7 u AB u AB i Im i 0 T T /2 t a) t b) t c) t d) −I m 2 1 iT i T1 = i T4 3 4 i T2 = i T3 0 iD T i D1 = i D4 i D2 = i D3 0 T 0 T i be Im −I m 6.6 ábra A négyszögjel kimenetű inverter időfüggvényei ideális induktivitás terhelés esetén Egy félvezető kapcsoló áramának középértéke: T I 1 m 4 Im 1 IT = ò iT (t ) dt = = , T 0 T 2 8 T 2 IT = ID. (6.12) A félvezető kapcsoló és a visszavezető dióda azonos nagyságú áramot vezet . Hatásos teljesítményfelvétel nincs, a meddőteljesítmény a tápforrás és az invertert terhelő induktivitás között leng. Ohmos-induktív terhelés esetén a terhelésre felírt differenciálegyenletből meghatározható a kimeneti áram időfüggvénye: Ube = R i (t) + L 6-8 d i( t ) . dt (6.13) Az egyenlet megoldása: − i(t) = A e t τ U be , R + (6.14) τ= L a terhelés

időállandója, az A együtthatót pedig a kezdeti feltételekből R lehet meghatározni. Állandósult állapotban az áram a pozitív félperiódus kezdeténél T a t = 0 időpillanatban i(0) = − Im, a félperiódus végénél i ç ÷ = + Im értékű. Ezeket a 2 6.14 egyenletbe behelyettesítve a t = 0 időpillanatban ahol U be , R i (0) = − Im = A + a t= (6.15) T időpillanatban pedig 2 T − U æT ö i ç ÷ = + Im = A e 2τ + be è 2ø R (6.16) összefüggések adódnak. E két egyenletből az Im és az A értéke meghatározható: − T 2τ U 1− e Im = be , T R − 1 + e 2τ A = − (Im + A kimeneti áram időfüggvénye a 0 ≤ t ≤ U i(t ) = − be R 1+ e − T 2τ 1 1+ e − T 2τ . (6.17) T időintervallumban: 2 − 2 U be U )= − 2 be R R t U e τ + be . R (6.18) A kimeneti áramot a kimeneti feszültség polaritásváltása után az áram nullátmenetéig a bekapcsolt félvezető kapcsolókkal ellenpárhuzamos diódák vezetik. A 6.18

egyenletből meghatározható a diódák t 1 vezetési ideje az i(t 1 ) = 0 helyettesítéssel: t1 = τ ln 1 1+ e T − 2τ = R ln L 1 1+ e − T 2τ . (6.19) A diódákon átfolyó áram középértéke: 1 1 τ U be ID = i( t ) dt = T 0 T R t 2 1+ e T − 2τ t −1 t U e τ + 1 be . τ R (6.20) 6-9 u AB i u AB Im i 0 T/2 t1 T t −I m 1 iT 2 3 4 iT1 = iT4 iT2 = iT3 0 iD T T/2 t iD1 = iD4 iD2 = iD3 0 T T/2 t i be Im T 0 t −I m 6.7 ábra A négyszögjel kimenetű inverter időfüggvényei soros RL terhelés esetén A félvezető kapcsolók áramának középértéke: T 2 1 τ U be IT = ò i(t ) dt = T R Tt 1 t æ −T − 1ö ç e 2τ − e τ ÷ + æ 1 − t1 ö U be . T ç ÷ çè 2 T ÷ø R − ø 2τ è 1+ e 2 (6.21) A félvezető kapcsolók és a visszavezető diódák felváltva vezetnek, a vezetési idők megoszlása a terhelés R − L viszonyától függ. A kimeneti feszültség a vezérlésnek megfelelően periodikus

négyszög feszültség, a kimeneti áram a terhelés R − L viszonya által meghatározott időállandójú exponenciális függvényszakaszokból összetett periodikus függvény. A soros R − L terhelés áram és feszültség időfüggvényei a 6.7 ábrán láthatók 6 - 10 6.113 Egyfázisú változtatható kimeneti feszültségű inverterek vezérlése Az egyfázisú hídkapcsolású inverter kimeneti feszültségének változtatása céljából az egy hídághoz tartozó félvezető kapcsolókat a másik hídághoz képest meghatározott késleltetéssel kell vezérelni. A késleltetés α-val jelölt szögértékét 0°-tól 180°-ig változtatva a kimeneti feszültség effektív értéke a tápfeszültség és a nulla érték között folyamatosan változtatható. A hídágak és a kimeneti feszültség időfüggvénye a 6.8 ábrán látható u A0 T1 1/2U be T1 π 0 α u B0 0 T4 −1/2U be α u AB ωt a) ωt b) ωt c) T3 T3 1/2U be 2π T2 π 2π

π 2π π−α U be 0 −U be 6.8 ábra Egyfázisú változtatható kimeneti feszültségű inverter időfüggvényei A hídágak A és B pontjának uA0 és uB0 feszültségei: ha T 1 és T 3 vezet, uA0 = U be , 2 uB0 = U be , 2 ha T 1 és T 4 vezet, uA0 = U be , 2 U uB0 = − be , 2 ha T 2 és T 4 vezet, U uA0 = − be , 2 U uB0 = − be , 2 ha T 2 és T 3 vezet, U u A0 = − be , 2 uB0 = U be . 2 6 - 11 A kimeneti feszültség az uAB (t ) = uA0 (t ) − uB0 (t ) (6.22) összefüggés alapján: ha T 1 és T 3 vezet, uAB = 0, ha T 1 és T 4 vezet, uAB = Ube , ha T 2 és T 4 vezet, uAB = 0, ha T 2 és T 3 vezet, uAB = −Ube . Az uAB kimeneti feszültség effektív értéke függ a vezérlés α szögétől, értékét az π 2 π −α 2 U AB RMS = u (ω t ) dω t = U be ò AB 2π π (6.23) α összefüggéssel lehet meghatározni. Az inverter kimeneti feszültsége felharmonikus összetevőket tartalmaz. A kimeneti feszültség Fourier

sorának koszinuszos együtthatói nulla értékűek, ha a függvény páratlan (f (t) = − f (− t) ). Ezért a Fourier analízishez az időtengely nulla pontját célszerű áthelyezni a kimeneti feszültség nulla értékű szakaszának közepére. α α Ekkor a kimeneti feszültség pozitív felfutó éle -nél, lefutó éle pedig (π− )-nél 2 2 lesz (6.9a ábra) Ennek figyelembevételével a kimeneti feszültség Fourier sora: u AB = æ ö α α α 4 1 1 U be çcos sin ω t + cos 3 sin 3 ω t + cos 5 sin 5 ω t +.÷ è ø π 2 3 2 5 2 (6.24) A kimeneti feszültség felharmonikus amplitúdói a következő összefüggéssel határozhatók meg: 2 U$n = π π− π 2 α 2 4 U be nα . cos 2 n ò u AB (ω t )sin ( nω t ) dω t = π ò U be sin ( nω t ) dω t = π α 2 0 (6.25) Az n-edik felharmonikus effektív értéke: Un = U$n 2 = nα 2 2 U be . cos n π 2 Ebből: Un U be = nα 2 2 cos , nπ 2 (6.26) ahol n a felharmonikusok rendszáma, amely csak

páratlan egész szám lehet, ugyanis n páros értékeire a 6.25 integrál értéke nulla 6 - 12 u AB U n / U be α /2 π−α 1.0 U1 U be 0.8 0.6 ωt 2π a) U3 U be 0.4 U5 U be 0.2 α 0 π 0 30° 60° 90° 120° 150° b) 180° 6.9 ábra A kimeneti feszültség felharmonikus tartalma a vezérlési szög függvényében A 6.9b ábra a felharmonikusokat ábrázolja az α vezérlési szög függvényében A vezérlési szög növekedésével a kimeneti feszültség alapharmonikusa csökken, a felharmonikusok relatív értéke azonban nő. Ezért ez a vezérlési mód a feszültség felharmonikustartalma szempontjából hátrányos. 6.114 Egyfázisú változtatható kimeneti feszültségű inverterek működése különböző jellegű terhelések esetén Az egyfázisú változtatható kimeneti feszültségű inverter terhelésére a 6.8c ábrán látható feszültség jut, a kimeneti áram időfüggvénye a terhelés jellegétől függ. Ohmos terhelés esetén

a kimeneti áram követi a kimeneti feszültség időfüggvényét, az áram a félvezető kapcsolókon folyik, a visszavezető diódák nem vezetnek. A kimeneti áram effektív értéke arányos a kimeneti feszültség effektív értékével, az arányossági tényező a terhelés R ellenállása: U be π − α . R π R Egy félvezető kapcsoló áramának középértéke az I RMS = 1 IT = 2π U AB RMS 2π = ò iT (t ) dω t = 0 U be π − α R 2π (6.27) (6.28) összefüggéssel határozható meg. Ideális induktivitás terhelés esetén a kimeneti feszültség és áram, valamint a félvezető kapcsolók és a visszavezető diódák időfüggvényei állandósult üzemál6 - 13 lapotban a 6.10 ábrán láthatók A kimeneti feszültség +Ube , 0 és −Ube értékek között változik, így a terhelésre felírt differenciálegyenlet: ± U be = L d i (t ) , dt illetve 0= L d i (t ) , dt (6.29) amelyekből a kimeneti áram változására d i (t ) ± U be = , dt

L illetve d i (t ) =0 dt (6.30) összefüggések adódnak. Állandósult állapotban a kimeneti áram a pozitív kimeneti feszültség hatására U be / L meredekséggel lineárisan növekszik Im értékig, majd amikor a kimeneti feszültség 0, az áram konstans értékű. A negatív kimeneti feszültség az áramot − Ube / L meredekséggel − Im értékig csökkenti Állandósult állapotban a kimeneti áram középértéke 0, a maximális értéke pedig a vezérlési szög függvényében az Im = U be π − α U be T π − α = L 2ω L 4 π (6.31) összefüggéssel határozható meg, ahol L T α az induktivitás nagysága, a periódusidő, a vezérlési szög. A terhelés feszültségének irányváltását az induktivitás árama csak késve tudja követni, ilyenkor a zárt áramutat a visszavezető diódák biztosítják. Az áramvezetés szempontjából a terhelés egy periódusa hat szakaszra bontható (6.10 ábra) 1. szakasz: A kimeneti feszültség nulla, a T 1

és T 3 félvezető kapcsolók vezetnek A kimeneti áram iránya a T 1 félvezető kapcsoló vezetési irányával ellentétes, ezért a T 3 félvezető kapcsolón és a D1 diódán folyik az áram. 2. szakasz: A kimeneti feszültség pozitív, mert a T 3 zár és a T 1 és T 4 félvezető kapcsolók vezetnek. A kimeneti feszültséggel és a T 1 és T 4 vezérelt félvezető kapcsolók vezetési irányával ellentétes a kimeneti áram iránya, ezért a D1 és D4 dióda vezeti az áramot. 3. szakasz: Az áram nullátmenete után, amíg a kimeneti feszültség pozitív, a T 1 és T 4 félvezető kapcsolókon keresztül záródik az áramkör. 4. szakasz: A T 1 félvezető kapcsoló zár, a T 2 és T 4 vezetnek, a kimeneti feszültség nulla. A pozitív irányú kimeneti áramot a T 4 félvezető kapcsoló és a D2 dióda vezeti. 5. szakasz: A T 4 zár, a T 2 és a T 3 félvezető kapcsolók vezetnek, a kimeneti feszültség negatív irányú. A pozitív irányú áramot a D2 és a D3

diódák vezetik, míg le nem csökken nullára. 6 - 14 6. szakasz: A kimeneti áram negatív irányú, mindkét vezérelt félvezető kapcsoló áramvezetési irányával megegyezik, az áram a T 2 és T 3 félvezető kapcsolókon folyik. u AB i α π−α u AB Ube i Im π 0 ωt 2π −I m 1 2 3 4 5 6 iT i T4 i T3 i T3 ωt 2π π 0 iD i D1 i D2 i D1 π 0 ωt 2π iT i T1 π 0 i T1 i T2 2π ωt iD i D3 i D4 i D4 0 π 2π 0 π 2π ωt i be Im ωt −I m 6.10 ábra Változtatható kimeneti feszültségű inverter időfüggvényei induktív terhelés esetén A félvezető kapcsolókon és a visszavezető diódákon átfolyó áram középértéke: 6 - 15 IT 1 = 1 π −α Im , 2π 4 IT1 = IT2 = ID3 = ID4, (6.32) IT 4 = 1 æ π −α ö + α Im÷ , ç Im ø 2π è 4 IT4 = IT3 = ID1 = ID2. (6.33) Állandósult állapotban a kimeneti áram középértéke 0, hatásos teljesítményfelvétel nincs. Ohmos-induktív terhelés

esetén az inverter kimeneti feszültségének és áramának időfüggvényei állandósult üzemállapotban a 6.11 ábrán láthatók A kimeneti feszültség a vezérlésnek megfelelően +Ube , 0 és −Ube értékek között változik, így a terhelésre felírt differenciálegyenlet: ± U be = R i (t ) + L d i (t ) , dt illetve 0 = R i (t ) + L d i (t ) , dt (6.34) ahol R a terhelés ellenállása, L pedig az induktivitása. Állandósult állapotban a kimeneti áram az ωt = 0-nál −Im1 , a (π− α) szögértéknél +Im, az ωt = π-nél +Im1 értékű exponenciális szakaszokból álló periodikus függvény. u AB π−α α i u AB Ube Im i I m1 π 0 −Im 1 2π ωt −Im 1 2 3 4 5 6 6.11 ábra Változtatható kimeneti feszültségű inverter időfüggvényei soros R − L terhelés esetén A kimeneti áram fázishelyzete az R − L viszonynak megfelelő időállandótól és a vezérlési szög nagyságától függ. A kimeneti feszültség egy

periódusa alatt hatféle áramvezetési állapot alakul ki (6.11 ábra) Az egyes szakaszokban vezető félvezető párokat az induktív terhelésnél követett gondolatmenet alapján lehet meghatározni. 6.115 Impulzusszélesség moduláció 6 - 16 A kimeneti feszültség nagyságának folyamatos változtatása impulzusszélesség modulációval is megvalósítható. A hídkapcsolású inverter (63 ábra) egy lehetséges vezérlési módja, ha a félvezető kapcsolók kapcsolási időpillanatait egy négyszögjel és egy háromszögjel komparálása határozza meg. A négyszög feszültség amplitúdója változtatható, ez a jel a modulálójel. A háromszög vivőjel amplitúdója állandó nagyságú. A moduláló és a vivőjel frekvenciája megegyezik a kimeneti frekvenciával A T 1 és T 2 félvezető kapcsolók vezérlését a négyszögjel pozitív félperiódusa és az u v1 háromszög vivőjel viszonya határozza meg A másik hídág T 3 és T 4 félvezető

kapcsolóinak kapcsolási időpillanatait a modulálójel negatív félperiódusa és az u v2 vivőjel metszéspontjai határozzák meg, ahol az uv2 vivőjel az u v 1 −nek (−1)-szerese. Ahol a négyszögjel amplitúdója nagyobb az uv1 háromszögjelnél ott a T 1 , ahol kisebb, ott a T 2 félvezető kapcsoló kap vezérlőjelet Hasonlóan lehet meghatározni a másik ág T 3 és T 4 félvezető kapcsolóinak vezérlését is. Az inverter A és B pontjának feszültsége a táplálás virtuális 0 pontjához képest: U be , 2 ha u m > uv1 T 1 vezet, uA0 = ha um < uv1 T 2 vezet, uA0 = − ha |um| > |uv2 | T 3 vezet, uB0 = ha |um| < |uv2 | T 4 vezet, uB0 = − U be , 2 U be , 2 U be . 2 Az inverter kimeneti feszültsége az uAB (t) = uA0 (t) − uB0 (t) (6.35) összefüggés szerint, mint az a 6.12d ábrán látható, Ube , 0 és −Ube értékű lehet A modulálójel amplitúdójának változtatásával a kimeneti feszültség impulzusszélessége

lineárisan változik. A kimeneti feszültség félperiódusra meghatározott középértéke a 6.12 ábra jelöléseivel: t1 1 (6.36) UAB = U be 2 t1 = U be 2 t2 t2 A vivő és a modulálójel amplitúdójának arányaival a t 1 és t 2 idők meghatározhatók. A háromszögek hasonlóságai alapján: U$m t1 = . U$v t2 (6.37) 6 - 17 um uv u v1 U$v um U$m 0 T T /2 t a) t b) t c) t d) t1 u v2 t2 u A0 T1 T1 1/2U b e − 1/2U b e 0 T /2 T2 u B0 T T3 1/2U b e 0 T4 T /2 T 0 2t1 T /2 T − 1/2U b e T4 u AB Ube 2t2 −Ub e 6.12 ábra Négyszögjellel komparált impulzusszélesség moduláció időfüggvényei Visszahelyettesítve a 6.36 egyenletbe, az U AB = U be U$m U$v (6.38) összefüggéssel határozható meg a kimeneti feszültség félperiódusra számított középértéke, ahol az U$m / U$v arány az ma -val jelölt amplitúdómodulációs tényező. 6 - 18 Az amplitúdómodulációs tényezõ felhasználásával az inverter

kimeneti feszültségének félperiódusra számított középértéke az UAB = ma Ube (6.39) összefüggéssel határozható meg. Az impulzusszélesség moduláció elõnye, hogy a kimeneti feszültség alapharmonikusának fázishelyzete nem változik az impulzusszélesség változásával. 6.116 Szinuszos impulzusszélesség moduláció Az impulzusszélesség moduláció a kimeneti feszültség változtatásának egyik legfontosabb módja. A kimeneti feszültség egy félperióduson belüli többszörös szaggatásával a vezérlési módnak megfelelõen azonos, vagy változó szélességû impulzusok sorozata kerül a kimenetre Ez a vezérlés az impulzusszélesség moduláció (Pulse-Width-Modulation  PWM). Vannak olyan fogyasztók, amelyek szinuszos feszültséget igényelnek, ezért az inverter kimeneti feszültségének a lehetõ legjobban meg kell közelítenie a szinuszos jelformát. Az elõzõ fejezetekben bemutatott négyszög kimeneti feszültséget a felharmonikusok

nagy részét kiszûrõ aluláteresztõ szûrõ alkalmazásával szûrni kell ahhoz, hogy a fogyasztóra közel szinuszos feszültség jusson. A terhelésen átfolyó felharmonikus áramösszetevõket csökkenteni lehet a kimeneti feszültség felharmonikusainak csökkentésével, illetve frekvenciájuk növelésével. A felharmonikus-tartalom csökkentésére elsõsorban a szinuszos impulzusszélesség moduláció alkalmas Szinuszos impulzusszélesség moduláció alkalmazásakor a kimeneten az impulzusok szélessége egy félperióduson belül közel szinuszosan változik. A vezérlés egy lehetséges megoldása, ha a kapcsolóelemeket egy olyan komparátor kimenete vezérli, amely egy (um) szinuszos moduláló jelet hasonlít össze egy (uv) háromszög vivõjellel (6.13 ábra) Az egyfázisú félhíd kapcsolású szinuszos impulzusszélesség modulált inverter T 1 félvezetõ kapcsolója az egyik félperiódusban akkor kapcsol be, ha a modulálójel nagyobb a vivõjelnél. Ha a

modulálójel kisebb a vivõjelnél, a T 1 kikapcsol Ebben a félperiódusban a T 2 végig kikapcsolt állapotban van A másik félperiódusban a T 1 zárt, a T 2 pedig a modulációnak megfelelõen vezérelt. A kimenet u A0 feszültsége a félvezetõ kapcsolók vezérlésétõl függõen a pozitív félperiódusban: U be , ha u m > uv, T 1 vezet, T 2 zárt, uA0 = + 2 ha um < uv, T 1 és T 2 zárt, u A0 = 0, 6 - 19 a negatív félperiódusban pedig U be , 2 ha um > u v, T 2 vezet, T 1 zárt, uA0 = − ha um < u v, T 2 és T 1 zárt, uA0 = 0. um uv uv um 2π π 0 ωt uA0 U be 2 T1 ki T2 T2 be ki 0 π T1 T1 be ki 2π ωt T2 ki − Ube 2 6.13 ábra Félhíd inverter idõfüggvényei szinuszos PWM vezérléssel A kimeneti feszültség így különbözõ szélességû impulzusokból áll. Az egyes impulzusok középértékének sorozata szinusz formát követ, melynek amplitúdója arányos a moduláló és a vivõjel amplitúdóinak viszonyával,

az ma amplitúdómodulációs tényezõvel. A szinuszos moduláló jel frekvenciája megegyezik a kimeneti feszültség alapharmonikus frekvenciájával. A háromszög vivõjel frekvenciája a félvezetõ kapcsolók kapcsolásának gyakoriságát határozza meg. A két frekvencia hányadosa a frekvenciamodulációs tényezõ: mf = 6 - 20 fv . fm (6.40) A szinuszos jelformának annál pontosabb a közelítése, minél nagyobb a frekvenciamodulációs tényezõ értéke, azaz ha a háromszög vivõjel frekvenciája többszöröse a szinuszos modulálójel frekvenciájának. Szinkron moduláció esetén a vivõfrekvencia egész számú többszöröse a moduláló frekvenciának A kimeneti frekvencia változtatása a modulálójel frekvenciájának változtatásával valósítható meg, a vivõfrekvencia állandó értéke mellett. Ekkor a frekvenciamodulációs tényezõ nem lesz egész szám, ez az eset az aszinkron moduláció. 6.117 Egyfázisú hídkapcsolású szinuszos

impulzusszélesség modulált inverterek Az egyfázisú inverterek szinuszos impulzusszélesség modulációjára két módszer terjedt el: az ellenütemû és az alternatív szinuszos PWM vezérlés. A hídkapcsolású inverter ellenütemû szinuszos PWM vezérlése esetén a két hídágban az átkapcsolások egyidõben történnek, azaz a 6.3 ábra kapcsolási rajza szerint az átlóban elhelyezkedõ félvezetõ kapcsolók kapnak egyidõben vezérlõjelet. Így a T 1 és a T 4 , majd a T 2 és T 3 félvezetõ kapcsolók vezetnek együtt. A kimeneti feszültség Ube és − Ube között változik. A modulálójel és a vivõjel viszonyának megfelelõen kapnak vezérlõjelet a T 1 és a T 2 , valamint a T 3 és T 4 félvezetõ kapcsolók, mégpedig: U be , 2 ha um > uv, T 1 vezérelt, uA0 = ha um < uv, T 2 vezérelt, uA0 = − U be , 2 ha um > uv, T 4 vezérelt, uB0 = − U be , 2 ha um < uv, T 3 vezérelt, uB0 = U be . 2 Az uA0 és az uB0 feszültségek

az inverter A és B pontjának feszültségei a táplálás virtuális 0 pontjához képest. Az inverter uAB kimeneti feszültségének amplitúdója a félvezetõ kapcsolók vezérlésének megfelelõen az uAB (t) = uA0 (t)− uB0 (t) összefüggést figyelembe véve: ha T 1 és T 4 vezérelt, uAB = Ube , ha T 2 és T 3 vezérelt, uAB = − Ube . A kimeneti feszültség alapharmonikusának amplitúdója: U$AB1 = m aU be , ha ma ≤ 1. (6.41) A 6.14a ábrán látható a vezérlõjel elõállításához szükséges moduláló és vivõjel, a 6.14b és 614c ábra a hídágak A és B pontjainak feszültségeit ábrázolja a táplálás 6 - 21 virtuális nulla pontjához képest, a 6.14d jelû ábrán a kimeneti feszültség és a soros R−L terhelés áram-idõfüggvénye látható. Az áram-idõfüggvény exponenciális szakaszokból áll, nullátmenete a kimeneti feszültség alapharmonikusának nullátmenetéhez képest a terhelés R−L viszonyától függ. uv um uv

2π 0 ωt a) ωt b) ωt c) ωt d) um u A0 1/2U b e 0 2π 0 2π 0 2π −1/2U b e u B0 1/2U b e −1/2U b e u AB i Ube i −U b e 6.14 ábra Ellenütemû szinuszos PWM vezérlésû egyfázisú inverter idõfüggvényei A kimeneti feszültség harmonikus analízise azt mutatja, hogy a felharmonikusok a kapcsolási frekvenciaviszony mf és annak többszörösei körül oldalsávokként jelentkeznek, ha az amplitúdómodulációs tényezõ ma < 1. A moduláló és a vivõjelek frekvenciáit úgy kell megválasztani, hogy a frekvenciamodulációs tényezõ páratlan egész szám legyen. Ilyen választás esetén a kimeneti függvény páratlan lesz, f (− t) = − f(t), valamint f (t) = − f (t + T /2) és így nem tartalmaz páros rendszámú felharmonikust. A kimeneti jelben csak a Fourier sor 6 - 22 szinuszos összetevõinek együtthatói szerepelnek, a koszinuszos összetevõk amplitúdója nulla. A frekvencia modulációs tényezõt célszerû mf ≥

9-re választani, mert ebben az esetben a felharmonikus amplitúdók gyakorlatilag függetlenek mf -tõl. Ha a kapcsolási frekvencia a hallható tartományba esik, ez zavaró lehet, ezért a vivõjel frekvenciáját úgy kell megválasztani, hogy vagy 20 kHz fölé kerüljön, ami az emberi fül számára már nem hallható, vagy 2 kHz alá, ami ugyan hallható, de kis hangerõ esetén kevésbé zavaró, mint a 2 kHz és 20 kHz közé esõ jelek. Ugyanakkor a frekvencia választásnál figyelembe kell venni azt is, hogy nagy frekvenciákon a félvezetõ kapcsolók kapcsolási veszteségei jelentõsen megnövekednek. 6.1 táblázat A harmonikus amplitúdók relatív értékei ellenütemû szinuszos PWM vezérlés esetén, ha a frekvenciamodulációs tényezõ mf =17. n m a = 0.2 m a = 0.4 0.2 0.4 0.6000 0.8 1.0 0.0156 1.2421 0.0155 0.0607 1.1508 0.0604 0.0024 0.1307 1.0058 0.1314 0.0028 0.0074 0.2200 0.0180 0.3178 0.6013 0.3178 0.0182 −0.0032 −0.1901 0.1901 0.0030

−0.0243 −0.3259 0.3261 0.0240 −0.0032 −0.0708 −0.3706 0.3700 0.0711 0.0040 −0.0129 −0.1398 − 0.3142 0.0008 0.0437 0.3354 0.0437 0.0011 0.0005 0.0115 0.1381 0.1236 0.1380 0.0117 0.0033 0.0468 0.2033 −0.0835 0.2032 0.0468 0.0042 0.0156 0.1044 alap 1 mf - 4 mf - 2 13 15 mf 17 mf + 2 mf + 4 19 21 2m f - 5 2m f - 3 29 31 2mf - 1 2mf + 1 33 35 2m f + 3 2m f + 5 37 39 3m f - 6 3m f - 4 45 47 3mf - 2 3mf 3mf + 2 49 51 53 3m f + 4 3m f + 6 55 57 4m f - 7 4m f - 5 61 63 4mf - 3 4mf - 1 4mf + 1 4mf + 3 65 67 69 71 4m f + 5 4m f + 7 73 75 −0.0118 −0.1629 0.1629 0.0116 −0.0069 −0.0700 −0.1574 0.1577 0.0696 0.0063 −0.0068 m a = 0.6 m a = 0.8 n −0.0032 0.0340 −0.1321 −0.0084 0.0078 0.1323 0.0341 −0.0338 0.8183 0.2195 0.0072 0.3148 0.1395 0.0127 0.1758 − 0.1707 0.1763 0.1041 0.0155 −0.0170 −0.0843 − 0.1146 0.1050 − 0.1049 0.1151 0.0841 −0.0841 m a = 1.0 −0.0332 −0.2120 −0.1814 0.1813 0.2119 0.0336

0.0437 0.1572 0.0625 −0.1128 0.0625 0.1566 0.0429 −0.0501 −0.1187 −0.0095 0.0677 −0.0678 0.0101 0.1203 −0.1183 A 6.1 táblázat az ellenütemû szinuszos PWM vezérlésû inverter kimeneti feszültségének harmonikus amplitúdóit tartalmazza relatív értékben, amikor az amplitúdómodulációs tényezõ 0 és 1 közé esik, a frekvenciamodulációs tényezõ pedig nagyobb 9-nél (mf =17). Ezek a Fourier analízis számítógéppel számított eredményei, amelyekbõl az ma = 0.8 modulációs tényezõ esetére a jelentõsebb amplitúdók a 6.15 ábrán láthatók 6 - 23 U$AB n U be 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 2m f 1 m f -2 mf m f +2 2m f -3 2m f -1 n 2m f +1 2m f +3 6.15 ábra Ellenütemû szinuszos PWM vezérlés frekvenciaspektruma, m a =08, m f =17 esetén Az egyfázisú hídkapcsolású inverter alternatív szinuszos PWM vezérlése a 6.16 ábrán látható A két hídág vezérlõjeleinek elõállításához két modulálójel szükséges, amelyek egymással

ellenfázisban vannak. A két modulálójel és a közös vivõjel metszéspontjai határozzák meg a félvezetõ kapcsolók kapcsolási idõpillanatait. A komparátorok az um1 modulálójel és az uv háromszög vivõjel viszonyának megfelelõen kapcsolnak vezérlõjelet a T 1 és T 2 félvezetõ kapcsolókra, mégpedig: ha um1 > uv, T 1 vezérelt, ha um1 < uv, T 2 vezérelt, és uA0 = U be , 2 uA0 = − U be . 2 Az um2 modulálójel és az uv háromszög vivõjel viszonya a T 3 és T 4 félvezetõ kapcsolók vezérlési állapotát határozza meg: U be , 2 ha um2 > uv, T 3 vezérelt, uB0 = ha um2 < uv, T 4 vezérelt, uB0 = − U be . 2 Az uA0 és az uB0 feszültségek az inverter A és B pontjának feszültségei a táplálás virtuális 0 pontjához képest. 6 - 24 um1 uv um um2 uv 0 2π π ωt a) ωt b) u A0 1/2 U b e 0 2π 0 2π −1/2 U b e u B0 1/2 U b e ωt c) ωt d) −1/2 U b e u AB Ube i i 0 2π π −Ub e 6.16

ábra Alternatív szinuszos PWM vezérlésû egyfázisú inverter idõfüggvényei Az inverter uAB kimeneti feszültségének amplitúdója a félvezetõ kapcsolók vezérlésének megfelelõen az uAB (t)= uA0 (t)− uB0 (t) összefüggést figyelembe véve: ha T 1 és T 4 vezérelt, uAB = Ube , ha T 1 és T 3 vezérelt, uAB = 0, ha T 2 és T 3 vezérelt, uAB = − Ube , ha T 2 és T 4 vezérelt, uAB = 0. Az inverter induktív jellegû terhelése esetén a kimeneti feszültség 0 értékeinél a kimeneti áram egy félvezetõ kapcsolón és egy visszavezetõ diódán záródik. A vezérlés elõnye, hogy a félvezetõ kapcsolók kapcsolási frekvenciájához képest a kimeneti feszültség frekvenciája megkétszerezõdik. Ezáltal a félvezetõ kapcsolók átkapcsolási veszteségei kisebbek, a kimeneti feszültség felharmonikus tartalma a 6 - 25 magasabb frekvencia miatt kedvezõbb. A kimeneti feszültség alapharmonikusának amplitúdója: U$AB 1 = m aU be , ha m a

= ≤1. (6.42) A 6.17 ábrán az alternatív szinuszos PWM vezérlés frekvenciaspektruma látható ma = 0.8 amplitúdómodulációs tényezõre A kis felharmonikus tartalom elérése érdekében ennél a vezérlésnél a félperiódusra kell biztosítani, hogy a frekvenciamodulációs tényezõ páratlan egész szám legyen. Felharmonikusok csak az mf párosszámú többszöröseihez tartozó frekvencia oldalsávjaiként jelennek meg, viszonylag kis amplitúdókkal, a nagyobb rendszámhoz tartozó amplitúdók elhanyagolható értékûek. A számítógéppel számított Fourier analízis eredményeit a 6.2 táblázat tartalmazza ma < 1 és mf = 34 esetén 6.2 táblázat A harmonikus amplitúdók relatív értékei alternatív szinuszos PWM vezérlés esetén, ha m a < 1 és a frekvenciamodulációs tényezõ m f =34. n m a =0.2 m a = 0.4 alap 1 0.2000 2m f − 5 29 n 2m f − 3 31 2mf − 1 2mf + 1 33 35 2m f + 3 2m f + 5 37 39 4m f − 7 61 4m f − 5 63

4mf - 3 4mf - 1 4mf + 1 4mf + 3 65 67 69 71 4m f + 5 4m f + 7 73 75 m a = 0.6 m a = 0.8 m a = 1.0 0.4000 0.6000 − 0.0034 − 0.1900 − 0.0241 − 0.3258 − 0.0033 − 0.0708 − 0.3704 − 0.0332 − 0.2121 − 0.1814 0.1901 0.0034 0.3261 0.0238 0.8000 − 0.0127 − 0.1396 − 0.3140 0.3144 − 0.0120 − 0.1629 − 0.0064 − 0.0699 − 0.1573 − 0.0032 − 0.0339 − 0.1325 − 0.0082 0.1630 0.1576 0.0076 0.0119 0.0695 0.0064 0.1323 0.0340 0.3699 0.0709 0.0036 0.1396 0.0126 − 0.0171 − 0.0843 − 0.1145 0.1053 − 0.1050 0.1148 0.0842 1.0000 0.1810 0.2122 0.0336 − 0.0502 − 0.1188 − 0.0095 0.0677 − 0.0676 0.0093 0.1182 U$AB n U be 0.8 0.6 0.4 0.2 2mf 1 mf 2m f -3 2m f -1 n 2m f +1 2m f +3 6.17 ábra Az alternatív szinuszos PWM vezérlés frekvenciaspektruma, m a =08, m f =34 esetén 6 - 26 6.118 Digitális impulzusszélesség moduláció A digitális és mikroprocesszor alapú technika egyre nagyobb hangsúlyt kap a

szinuszos PWM vezérlések megvalósításában. Az optimális hullámforma elõállításának egyik digitális módszere a természetes mintavételezésû szinuszos impulzusszélesség moduláció, amikor elõre kiszámolt és olvasható memóriába, ROM-ba, táblázat formájában vannak letárolva a félvezetõ kapcsolók kapcsolásának idõpontjai. Ehhez az információhoz a hozzáférést digitális logika vagy mikroprocesszor vezérli. A memóriaszükségletet az inverter kimenetén beállítható jelszintek száma és a ROM táblázat formátuma határozza meg. Csökkenthetõ a memóriaigény, ha csak a negyed periódusidõhöz tartozó adatok kerülnek a táblázatba, a második negyed periódus a táblázat fordított irányú kiolvasásával adja meg a kapcsolási idõket. Ennek a megoldásnak a nagy memóriaigény a hátránya. um 0 π 2π ωt 2π ωt uv 0 π 0 π uA0 2π ωt 6.18 ábra Mintavételezett szinuszos PWM vezérlés idõfüggvényei 6 - 27

Az impulzusszélesség moduláció digitális áramkörökkel való megvalósításának egy másik módszere a szabályos mintavételezésû PWM, amelynek idõfüggvényei a 6.18 ábrán láthatók A szinuszos moduláló hullámot a szinkronizált háromszög vivõjel csúcsainak megfelelõen kell mintavételezni A mintavevõ-tartó áramkör addig tartja ezt a konstans értéket, amíg a következõ háromszög csúcsnál az újabb mintavételi érték meg nem érkezik. Ez a folyamat a szinusz jel lépcsõs közelítését eredményezi. Ennek a lépcsõs jelnek és a háromszög vivõjelnek a metszéspontjai határozzák meg az inverter félvezetõ kapcsolóinak kapcsolási pillanatait Ennek a megoldásnak az elõnye, hogy ROM alapú megvalósításokban lényegesen lecsökken a szükséges memória mérete, hiszen a nagy pontossággal számolt szinuszhullám helyett annak csak a mintavételi pontokban vett értékét kell tárolni, pl. a szinusz függvény fokonként 360 érték,

ugyanez mf =13 esetén mintavételezéssel csak 13 tárolt érték egy adott amplitúdóra. Ha pl az amplitúdó értékek 1%-os pontosságúak, akkor az elõbbi értékek 100-szorosát, azaz 36000 ill. mintavételezéssel 1300 értéket kell tárolni A mintavételezési eljárással pl egy 2 Kbyte-os EPROM-ban a címezhetõséget is figyelembe véve mf = 15 mellett (4 címvezeték) 128 feszültségamplitúdónak megfelelõ érték (7 címvezeték) tárolható. Ennek a módszernek a mikroprocesszoros megvalósítása is egyszerûbb, mert a számítási igény lényegesen lecsökken. Az analóg módszert követve, a szinuszhullámmal való metszés esetén egy trigonometriai egyenletet kell megoldani (a szinusz és a háromszögjel metszéspontját) valamilyen közelítéses megoldással, mintavételezés esetén csak egy egyenes (a háromszögjel) és egy konstans (a mintavételezett érték) metszését kell meghatározni, és mivel ez sokkal egyszerûbb, gyorsabb, ezért kisebb

teljesítményû mikroprocesszorral is megoldható a feladat. A mikroprocesszorok fejlõdésének következtében kisebb frekvenciájú vezérlések esetén az analóg módszer bonyolultabb számításai is alkalmazhatóak, azonban nagyobb frekvenciáknál, vagy nagyobb frekvenciamodulációnál a mintavételezés módszere használható a legeredményesebben. Nagyobb frekvenciáknál, pl 20 kHz feletti háromszögjel esetén 50 Hz elõállításához mf > 400 lesz a frekvenciamodulációs tényezõ, ami azt jelenti, hogy a szinuszhullámot több mint 400 pontban kell mintavételezni (meghatározni az értékét a számítások kezdetén, és tárolni), majd ezekkel a konstans értékekkel kell kiszámítani a háromszögjellel való metszéspontot (az egyenes egyenletébe kell behelyettesíteni ezeket az értékeket). A digitális impulzusszélesség moduláció célhardwerrel is megoldható. Több gyártó készít olyan mikrokontrollert, amely a PWM modulációt támogatja. 6.119

Egyfázisú hídkapcsolású tirisztoros inverter A teljesítménytranzisztorok megjelenése elõtt az egyenfeszültségbõl váltakozó feszültséget elõállító inverterek kapcsolóeleme a tirisztor volt. A tirisztor mûködési elvébõl következõen pozitív anódfeszültség mellett vezérlõjel hatására vezetõ 6 - 28 állapotba kerül, de kikapcsolásához a rajta átfolyó áramot a tartóáram alá kell csökkenteni és az áram nullátmenete után legalább a tirisztor vezetõirányú szabaddáválási idejéig negatív anódfeszültséget kell biztosítani ahhoz, hogy a visszatérõ pozitív anódfeszültség ellenére a tirisztor kikapcsolt állapotban maradjon. Egyenfeszültségrõl táplálva a tirisztort, a kapcsolóüzem csak úgy valósítható meg, ha a tirisztor kikapcsolásának, oltásának feltételeit egy járulékos áramkör biztosítja. A kikapcsolást biztosító áramköröket oltóköröknek, az ilyen oltókörökkel ellátott kapcsolásokat az

oltás „kikényszerítése” miatt kényszerkommutációs kapcsolásoknak nevezik. + 1/2U be U be 0 T1 D1 C1 Lk Lk A 1/2U be D2 C2 T2 C3 R L u AB D3 T3 Lk B C4 D4 Lk T4 − 6.19 ábra Egyfázisú hídkapcsolású tirisztoros inverter kapcsolás Az inverterek oltókörei kondenzátorból és induktivitásból álló, soros vagy párhuzamos rezgõkört alkotó áramkörök. Ahhoz, hogy megfelelõen kis kapacitás és induktivitás értékek adódjanak, az szükséges, hogy a tirisztor áramvezetés utáni vezetõirányú szabaddáválási ideje minél kisebb legyen, ezért kényszerkommutációs áramkörökhöz gyorstirisztorokat kell használni. Ennek ellenére, az oltási folyamatok miatt, a kapcsolások mûködési frekvenciája nem lehet túl nagy (néhány 100 Hz, illetve néhány kHz). A tirisztoros inverterek közül ebben a fejezetben az egyfázisú hídkapcsolású inverter kerül ismertetésre. A kapcsolás felépítése hasonlóságot mutat a korábbi

fejezetekben ismertetett tranzisztoros egyfázisú hídkapcsolású inverterekkel. A 6.19 ábrán látható, hogy itt is két vezérelhetõ félvezetõ − tirisztor− alkot egy hídágat, kiegészítve a csatolt induktivitásból és kondenzátorból álló oltókörrel. Ebben a kapcsolásban az egy hídágban lévõ tirisztorokat egy közös vasmagú csatolt tekercs köti össze egymással. Minden hídághoz tartoznia kell két visszavezetõ diódának, amelyek az ellentétes energiaáramlást biztosítják, valamint fontos szerepük van a tirisztorok oltásakor is. Az oltókondenzátorok a visszavezetõ diódákkal párhuzamosan kapcsolódnak. Ez az elrendezés lehetõvé teszi, hogy az egy hídágban lévõ tirisztorok kommutációja független legyen a másik hídág kommutációjától, így a két hídág egymáshoz képest 6 - 29 késleltetett kommutációjával ugyanúgy megoldható a kimeneti feszültség effektív értékének változtatása – ha a kommutáció

idõtartama a félperiódus idejéhez képest elhanyagolható –, mint a 6.113 pontban tárgyalt tranzisztoros kapcsolásnál A kommutáció folyamatának idõtartama rendszerint nagyságrendekkel kisebb a kapcsolás periódusidejénél, ezért feltételezhetõ a pillanatszerû kommutáció, így az inverter mûködése különbözõ jellegû terhelések esetén a 6.114 pontban tárgyalt tranzisztoros kapcsolás mûködésével megegyezik. + u T1 T 1 U be L 1 =L k L 2 =L k T2 − i T1 i T2 D1 u C1 C 1 =C k i C1 A i D2 i C2 D 2 u C2 C 2 =C k L i 6.20 ábra Az egyfázisú hídkapcsolású tirisztoros inverter egy hídága A tirisztoros inverter kommutációjának tárgyalásához egyetlen hídág vizsgálata elegendõ (6.20 ábra) A kommutáció folyamatának feszültség és áram hullámformái a 621 ábrán láthatók induktív terhelés esetén A kommutáció lefolyásának idõtartama négy szakaszra bontható 1. szakasz: A T 1 tirisztor vezet, a terhelésen i

áram folyik Mivel a terhelés idõállandója nagy, a terhelõ áram változása a kommutáció ideje alatt elhanyagolható mértékû, így az L 1 kis értékû kommutáló induktivitás feszültsége is elhanyagolható a tápfeszültséghez képest. A terhelés A pontja így a tápfeszültség pozitív pontjára kapcsolódik, a C 1 kapacitás feszültsége 0, a C 2 kapacitás pedig az Ube tápfeszültségre van feltöltve. 2. szakasz: A kommutáció a T 2 tirisztor bekapcsolásával kezdõdik Ekkor a terhelés i árama, amely eddig a T 1 tirisztoron és az L 1 induktivitáson folyt, az induktivitások szoros csatolása miatt a gerjesztési törvénynek megfelelõen pillanatszerûen átterelõdik a T 2 tirisztorra és az L 2 tekercsre. A C 1 és C 2 kapacitások feszültsége nem változhat ugrásszerûen. A C 2 kondenzátor feszültsége megjelenik az L 2 kommutáló induktivitáson Ube kezdeti értékkel, de a szoros csatolás miatt az L 1 induktivitáson is ugyanekkora

feszültség indukálódik. A T 1 tirisztor katódjának potenciálja 2Ube pillanatértékû lesz a tápforrás negatív pontjához képest, és mivel az anódja a tápforrás pozitív pontján van, így Ube nagyságú záróirányú feszültség 6 - 30 jut rá, amely a kondenzátorok áttöltõdésének megfelelõen változik. A terhelés, valamint az L 2 induktivitás áramát a C 1 és C 2 kondenzátorok árama biztosítja. i IM t i T1 IM t i T2 Im IM t i D2 I M +I m t i C1 =i C2 (I M + I m ) /2 IM t u T1 , u C u C2 U be u C1 t u T1 −U be tk 1 2 3 4 1 6.21 ábra A kommutáló hídág idõfüggvényei Miközben a C 2 kapacitás kisül, az L 2 induktivitáson is csökken a feszültség, ezáltal L 1 feszültsége is csökken, a C 1 kapacitás pedig töltõdni kezd a tápfeszültségre. A T 1 tirisztorra ezt követõen pozitív anódfeszültség jut Amíg a tirisztorra negatív zárófeszültség jut, ez az idõ a tirisztor t k kíméleti ideje. Ennek 6 - 31

az idõnek nagyobbnak kell lennie a tirisztor t q szabaddáválási idejénél ahhoz, hogy a tirisztor a kommutáció folyamata alatt visszanyerje záróképességét. 3. szakasz: A C 1 kapacitás a tápfeszültségre töltõdik, a terhelés A pontja a tápforrás negatív pontjához csatlakozik a T 2 tirisztoron keresztül azt követõen, hogy a C 2 kondenzátor feszültsége eléri a 0 értéket. A kommutáció ideje alatt a C 2 kondenzátor árama átfolyik az L 2 induktivitáson és a T 2 tirisztoron, így az i T2 tirisztoráram az IM kezdeti értékérõl Im értékre növekszik, mire a C 2 kondenzátor kisül 1 2 4. szakasz: A terhelõ áram a D2 diódán folyik Az L 2 induktivitásban tárolt I m Lk 2 energia a D2 dióda, az L 2 induktivitás és a T 2 tirisztor által alkotott kör veszteségi ellenállásain keresztül felemésztõdik. Ha a kör veszteségi ellenállásai nagyon kicsik, ez a köráram csak lassan tud csökkenni. Ilyenkor a visszavezetõ diódával sorba

kötött ellenállással lehet a köráram csökkenését gyorsítani. Az áramkör tervezésénél törekedni kell arra, hogy az induktivitás tárolt energiája kicsi legyen. Amikor a köráram megszûnik, a kommutáció befejezõdik. A D2 dióda mindaddig vezeti a terhelõ áramot, amíg az áram nullára nem csökken. Ha a terhelõ áram iránya megfordul, a D2 dióda lezár, az áramot a T 2 tirisztor vezeti. Ha az L 1 és L 2 kommutáló induktivitások L k , a C 1 és a C 2 kondenzátorok C k értékûek, a kommutáció alatt a feszültség hullámformák a kommutáció kezdetének idõpillanatában felvett koordinátarendszerben a T0 = 2π Lk 2Ck (6.43) periódusidejû koszinusz függvény részei, mert a csatolt induktivitás és a kondenzátorok soros L − C rezgõkört alkotnak. A T 1 tirisztor feszültsége a kommutáció alatt az U be = uT1 + 2 uLk (6.44) egyenletbõl az uT1 = U be − 2 uLk (6.45) összefüggéssel határozható meg. A csatolt tekercs uLk

feszültségének nagyságát a rezgõkörben folyó áram változása határozza meg. A rezgõkörnek akkor a legkisebb az energiája, amikor az inverter terhelõ árama nulla. Ekkor a soros rezgõkör áramát a következõ összefüggés írja le: iL (t ) = I$0 sin ω 0t ; (6.46) k ahol I0 a rezgõkör áramának csúcsértéke, az ω0 pedig a körfrekvenciája, és a következõ összefüggésekkel határozhatók meg: U be , I$0 = Lk 2 Ck 6 - 32 ω 0= 1 . Lk 2 Ck (6.47) A soros rezgõkör részét alkotó L k induktivitás feszültsége: uLk = Lk d iL k dt = U be cos ω 0 t . (6.48) Ennek figyelembevételével a T 1 tirisztor feszültsége uT1 = U be − 2U be cos ω 0 t = U be (1 − 2 cos ω 0 t ) (6.49) függvény szerint változik a kommutáció ideje alatt. A T 1 tirisztor kíméleti ideje az a t k idõ, ameddig negatív zárófeszültség jut rá, tehát a tirisztor feszültségének pillanatértéke a t = t k pillanatba uT1 (t k ) = 0. Ezeket a feltételeket

a 6.49 egyenletbe behelyettesítve meghatározható a tirisztorra jutó kíméleti idõ, ha a terhelésen nem folyik áram: tk = T π Lk 2 Ck = 0 3 6 . (6.50) A terhelõ áram növekedésével a rezgõkör energiája nagyobb lesz, a feszültségváltozás sebessége megnõ, ezért a tirisztor kíméleti ideje csökken, kisebb lesz a T 0 periódusidõ hatodánál: tk ≤ T π Lk 2 Ck = 0 3 6 . (6.51) Induktív terhelés esetére a kommutáló kör elemeinek megválasztására szolgáló egyenletek a [2] irodalom alapján: az oltóköri induktivitás az Lk = 2.35 U be tq IM , (6.52) a kondenzátor értéke pedig a Ck = 2.35 I M tq U be (6.53) összefüggésekkel határozhatók meg, ahol IM a maximális terhelõáram, tq a tirisztor szabaddáválási ideje, Ube a tápláló egyenfeszültség nagysága. 6 - 33 6.12 Háromfázisú inverterek Egyenfeszültségbõl háromfázisú váltakozó feszültség elõállítható három, azonos frekvenciájú, egymáshoz

képest 120 villamos fokkal eltolt vezérlésû egyfázisú inverter megfelelõ összekapcsolásával (6.22 ábra) Z A + = I. u AN B U be Z = II. N u BN C = III. − Z u CN 6.22 ábra Háromfázisú inverter kapcsolás, három egyfázisú inverter összekapcsolásával A három egyfázisú inverter összevonható egyetlen háromfázisú kapcsolássá. A háromfázisú tranzisztoros inverter kapcsolás a 623 ábrán látható i be + T1 1/2U b e U be T3 D1 u v1 u v3 C T4 u v4 iC iB iA 1/2U b e D5 u v5 B A 0 T5 D3 D4 T6 D6 T2 u v6 D2 u v2 − u BN u AN N 6.23 ábra Háromfázisú inverter kapcsolás 6 - 34 u CN Az inverter három hídágat tartalmaz, ahol az egyes hídágak vezérlése 120 villamos fokkal van eltolva egymáshoz képest. A hídágak A, B, és C pontjához csatlakozik a csillag vagy delta kapcsolású terhelés. A táplálás zárlatának elkerülése érdekében az egyes hídágakat alkotó félvezetõk nem vezethetnek

egyidejûleg, ezért a vezérlést úgy kell kialakítani, hogy a félvezetõ kapcsolók vezérlõjelei között a kikapcsolási idõknek megfelelõ holtidõ legyen. Ez a holtidõ a mûködés ismertetésekor elhanyagolható 6.121 Háromfázisú négyszögjel kimeneti feszültségû inverterek vezérlése A háromfázisú négyszögjel kimeneti feszültségû inverter vezérlésekor minden félvezetõ félperiódus ideig vezérelt. Az egy hídághoz tartozó félvezetõk ellenütemû, az egyes hídágak pedig egymáshoz képest 120°-kal késleltetett vezérlõjelet kapnak. A 6.24a ábrán látható a félvezetõ kapcsolók vezérlési sémája A félvezetõ kapcsolók számozását praktikusan megválasztva, a növekvõ sorszámnak megfelelõen 60 fokonként követik egymást a félvezetõ kapcsolók vezérlõjelei. Minden pillanatban három félvezetõ kapcsoló van bekapcsolt állapotban, ami egy perióduson belül hatféle vezérlési kombinációt eredményez. A táplálás

virtuális 0 pontjához képest a hídágak A, B és C pontjainak uA0 , u B0 és u C0 feszültségei a 6.24b ábrán láthatók Az inverter vonali feszültségei az u AB (t) = u A0 (t) − uB0 (t) uBC (t) = u B0 (t) − uC0 (t) (6.54) uCA (t) = u C0 (t) − uA0 (t) összefüggések szerint határozhatók meg. Az A és B pontok között mérhetõ u AB vonali feszültség (6.24c ábra) + Ube , 0, és − Ube értékeket vesz fel, a három vonali feszültség 120 fokkal van eltolva egymáshoz képest. A vonali feszültség effektív értéke az U AB RMS = 1 2 2 T 2U be = U be T 3 3 (6.55) összefüggéssel határozható meg. Szimmetrikus csillagkapcsolású terhelés esetén a terhelés N csillagpontja és az inverter A, B és C pontja között u AN , uBN és uCN fázisfeszültségek mérhetõk. A vezérlés hatféle kombinációja szerint a fázisfeszültség hullámalakja hat szakaszból áll. Az egyes szakaszokra a fázisfeszültségek pillanatértékeit a vezérelt félvezetõ

kapcsolók és a terhelés helyettesítõképe alapján a 6.3 táblázat tartalmazza 6 - 35 u v1 u v2 u v3 2π 0 0 2π 0 2π 0 2π 0 2π 0 2π u v4 u v5 u v6 ωt ωt ωt ωt ωt ωt a) u A0 1/2 U b e 0 2π −1/2 U b e ωt u B0 2π 0 ωt u C0 2π 0 ωt b) ωt c) ωt d) u AB Ub e 2π 0 −Ub e u AN 2/3 U b e 1/3 U b e 0° 60° 120° 180° 240° 300° −1/3 U b e 360° −2/3 U b e 1 2 3 4 5 6 6.24 ábra Háromfázisú négyszögjel kimenetû inverter idõfüggvényei 6 - 36 6.3 táblázat 1. szakasz 2. szakasz 3. szakasz 0°-tól 60°-ig T 1 , T 5 , és T 6 vezérelt 60°-tól 120°-ig T 1 , T 2 , és T 6 vezérelt 120°-tól 180°-ig T 1 , T 2 , és T 3 vezérelt A A C 1/3U be 2/3U be N U be A B 1/3U b e N N 2/3U be 2/3U b e 1/3U be B B uAN = 1/3 Ube uBN = − 2/3 Ube uCN = 1/3 Ube C C uAN = 2/3 Ube uBN = − 1/3 Ube uCN = − 1/3 Ube uAN = 1/3 Ube uBN = 1/3 Ube uCN = − 2/3 Ube 4. szakasz 5.

szakasz 6. szakasz 180°-tól 240°-ig T 2 , T 3 , és T 4 vezérelt 240°-tõl 300°-ig T 3 , T 4 , és T 5 vezérelt 300°-tól 360°-ig T 4 , T 5 , és T 6 vezérelt B B 2/3U be 1/3U be C C N 2/3U be N N 1/3U be 2/3U be A uAN = −1/3 Ube uBN = 2/3 Ube uCN = −1/3 Ube C 1/3U be A uAN = − 2/3 Ube uBN = 1/3 Ube uCN = 1/3 Ube A B uAN = − 1/3 Ube uBN = −1/3 Ube uCN = 2/3 Ube 6 - 37 A 6.24d ábrán az uAN fázisfeszültség idõfüggvénye látható A fázisfeszültség effektív értéke: U AN RMS 2 2 1æ 1 4T æ 2 2T ö 2 ö ç ç U be ÷ ÷ = U be = + U . ç ÷ be ç ÷ Tè 3 6 è3 6 3 (6.56) A vonali feszültség felharmonikus tartalmának vizsgálatához meg kell határozni a függvény Fourier sorát, amely az uAB = 2 3 1 1 1 1 U be ç sin ω t − sin 5ω t − sin 7 ω t + sin 11ω t + sin 13ω t −.÷ 5 7 11 13 π (6.57) összefüggéssel határozható meg. Az alapharmonikus mellett hiányzik valamennyi páros és az összes hárommal

osztható páratlan rendszámú felharmonikus, tehát n = 6k ± 1 a fellépõ felharmonikusok rendszáma, ahol k =1, 2, 3,.pozitív egész szám. A vonali feszültség alapharmonikusának amplitudója: 2 U$AB 1 = π π 3 − uAB (t ) cos ω t dω t = π 3 2 3 U be . π (6.58) A vonali feszültség alapharmonikusának effektív értéke: U AB 1 RMS = 1 $ 6 U AB 1 = U ≈ 0.78U be π be 2 (6.59) A felharmonikusok amplitúdója: 1 12 3 U$AB = U$AB = U be . n 1 n n π (6.60) A felharmonikusok effektív értéke pedig az U AB n RMS 1 0.78 = U AB RMS = U be 1 n n (6.61) összefüggéssel számítható. A Fourier-spektrum alakulása a 625 ábrán látható Az alapharmonikus mellett az 5., 7, 11, 13 felharmonikusok még jelentõs amplitúdóval jelennek meg a kimeneti feszültségben. Ha a kimeneten szinuszhoz közeli feszültséget kell biztosítani, akkor elsõsorban az ötödik és a hetedik harmonikust kell szûrni. 6 - 38 U$AB n U be 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 3 1 5 7

9 11 13 n 6.25 ábra Háromfázisú négyszögjel kimenetû inverter vonali feszültségének Fourier spektruma 6.122 Háromfázisú négyszögjel kimenetû inverterek mûködése különbözõ jellegû terhelések esetén Ha a háromfázisú inverter csillagkapcsolású terhelésére a 6.24d ábrán látható hatlépcsõs (six-step) hullámformájú fázisfeszültség kerül, a terhelõ áram hullámformáját a terhelés jellege határozza meg Csillagkapcsolású ellenállás terhelés esetén a fázisáram követi a feszültség alakját, csak a félvezetõ kapcsolók vezetnek, a visszavezetõ diódákon nem folyik áram. A félvezetõ kapcsolók áramának középértéke: IT = 1 T U be T 2 U be 2 U be + . ç2 ÷= T 6 3R 6 3 R 9 R (6.62) A csillagkapcsolású induktivitás terhelés idõfüggvényei a 6.26 ábrán láthatók A fázisáramok változó meredekségû lineáris szakaszokból összetett folytonos függvények, ahol az egyes szakaszok meredeksége a d i A, B ,

C dt =± 1 U be 3 L illetve d iA , B , C dt =± 2 U be 3 L (6.63) összefüggésekkel határozhatók meg. A félvezetõk áramigénybevételének ismeretéhez szükség van a fázisáram Im maximális értékére, amelyik az I m = I m1 + I m 2 = T U T T 11 12 U be = be U be + L 9 12 L 3 6 L3 (6.64) összefüggéssel határozható meg. 6 - 39 A félvezetõ kapcsolók és a visszavezetõ diódák a fázisáramot felváltva vezetik, az egyes félvezetõk áramának középértéke: IT = I D = 1 1 T T 1 T 7 I . ç I m1 + I m1 + I m 2 ÷ = 12 6 2 6 48 m T 2 u AN iA (6.65) u AN 2/3U be 1/3U be iA I m2 I m1 Im T 0 iT i T1 t i T2 Im 0 iD T i D1 t i D2 0 T t i be T t 0 6.26 ábra A háromfázisú inverter idõfüggvényei csillagkapcsolású ideális induktivitás terhelés esetén Az ideális induktivitás miatt a tápforrásból felvett áram középértéke Ibe = 0, hatásos teljesítményfelvétel nincs. A csillagkapcsolású soros ellenállást

és induktivitást tartalmazó terhelés idõfüggvényei 6.27 ábrán láthatók A terhelõ áram τ = L/R idõállandójú exponenciális görbedarabokból összetett periodikus függvény 6 - 40 u AN iA u AN 2/3U b e iA 1/3U b e 0 t2 t1 t4 t3 t t6 t5 I0 1 2 3 4 5 6 iT i T2 i T1 0 T t iD i D1 i D2 0 T t i be T 0 t 6.27 ábra: A háromfázisú inverter idõfüggvényei csillagkapcsolású soros RL terhelés esetén A fázisáram idõfüggvényének analitikus alakja a hatlépcsõs hullámformájú fázisfeszültség egyes szakaszainak megfelelõen a következõk szerint alakul: 1. szakaszra: a t = 0 idõpillanattól a t 1 pillanatig, amikor a fázisfeszültség 1/3Ube nagyságú és a t = 0 idõpillanatban az áram I0 pillanatértékû: − t t − 1 U be ç i1 ( t ) = I 0 e τ + 1− e τ ÷ , ÷ 3 R ç 0 ≤ t ≤ t1, (6.66) 6 - 41 2. szakaszra: a t 1 pillanattól a t 2 -ig, amikor a fázisfeszültség 2/3Ube nagyságú: t − t1

− t − t1 − 2 U be ç i 2 (t ) = i 1 ( t1 ) e τ + 1− e τ ÷ , ÷ 3 R ç t1 ≤ t ≤ t2, (6.67) 3. szakaszra: a t 2 pillanattól a t 3 -ig, amikor a fázisfeszültség 1/3Ube nagyságú: t − t2 − t − t2 − 1 U be ç i 3 ( t ) = i 2 ( t2 ) e τ + 1− e τ ÷ , ÷ 3 R ç t2 ≤ t ≤ t3, (6.68) 4. szakaszra: a t 3 pillanattól a t 4 -ig, amikor a fázisfeszültség −1/3Ube nagyságú: i 4 ( t) = i 3 ( t3 ) e − t − t3 τ t − t3 − 1 U be ç − 1 − e τ ÷, ÷ 3 R ç t3 ≤ t ≤ t4, (6.69) 5. szakaszra: a t 4 pillanattól a t 5 -ig, amikor a fázisfeszültség −2/3Ube nagyságú: i 5 ( t ) = i4 ( t 4 ) e − t −t4 τ t −t 4 − 2 U be ç − 1 − e τ ÷, ÷ 3 R ç t4 ≤ t ≤ t5, (6.70) 6. szakaszra: a t 5 pillanattól a t 6 -ig, amikor a fázisfeszültség −1/3Ube nagyságú: i 6 ( t ) = i 5 ( t5 ) e − t −t5 τ t −t5 − 1 U be ç − 1 − e τ ÷, ÷ 3 R ç t5 ≤ t ≤ t6, (6.71) Az idõfüggvényeket

felírva, a korábbi szakaszok analitikus alakját behelyettesítve a következõ szakaszokba és az I6 (t 6 ) = I0 egyenlõséget kihasználva I0 ra a következõ összefüggés adódik: − I0 = T τ 1 U be ( − e − e 3 R − 5T 6τ +e − 4T 6τ +2e − − T 3T 6τ +e − 2T 6τ −e − T 6τ − 1) . (6.72) (1 − e τ ) Ennek ismeretében tetszõleges pillanatra az áram pillanatértéke, valamint a félvezetõ kapcsoló és a visszavezetõ dióda áramának középértéke meghatározható. 6.123 Háromfázisú szinuszos impulzusszélesség modulált vezérlés A szinuszos impulzusszélesség moduláció a háromfázisú inverter kimeneti feszültségének változtatására is alkalmas. Hasonlóan az egyfázisú szinuszos impulzusszélesség modulációhoz, a kimeneti feszültség amplitúdóját a modulálójel amplitúdója szabja meg, a kimeneti frekvenciát pedig a modulálójel frekvenciája határozza meg. 6 - 42 A fázisonkénti szinuszos

impulzusszélesség moduláció egy lehetséges megvalósítása, amikor a félvezetõ kapcsolók vezérlõjelei három, egymáshoz képest 120 fokkal eltolt szinuszos modulálójel (um1 , um2 , um3 ) és egy közös háromszög vivõjel (uv) összehasonlításával állíthatók elõ (6.28a ábra) A félvezetõ kapcsolók vezérlésének megfelelõen a hídágak A, B, és C pontjainak feszültségei a táplálás virtuális 0 pontjához viszonyítva: U ha u m1 > uv, T 1 vezet, uA0 = + be , 2 ha um1 < uv, T 4 vezet, U uA0 = − be , 2 ha um2 > uv, T 3 vezet, U uB0 = + be , 2 ha um2 < uv, T 6 vezet, U uB0 = − be , 2 ha um3 > uv, T 5 vezet, U uC0 = + be , 2 ha um3 < uv, T 2 vezet, U uC0 = − be . 2 Ezek az idõfüggvények a 6.28b ábrán láthatók A 628c ábra a terhelés u AB (t) = uA0 (t) − uB0 (t) vonali feszültségének idõfüggvényét ábrázolja. A számítógéppel végzett Fourier analízis eredményeként a vonali feszültség

harmonikusainak relatív amplitúdóit a 6.4 táblázat tartalmazza Ha az mf frekvenciamodulációs tényezõ páratlan egész szám, akkor csak a páratlan rendszámú, az mf és többszörösei körüli oldalsáv felharmonikusok jelennek meg a vonali feszültségben. Ha mf hárommal osztható páratlan egész szám, akkor az egyes hídágak harmadik felharmonikusai kiküszöbölhetõk a vonali feszültségbõl, ilyenkor ezek a felharmonikusok kioltják egymást. A fázisfeszültség alapharmonikusának amplitúdója lineárisan változik az ma amplitúdómodulációs tényezõvel, ha az amplitúdómodulációs tényezõ ma = ≤ 1 értékû: U (6.73) U$AN 1 = ma be . 2 A vonali feszültség alapharmonikusának effektív értéke az U AB 1 RMS = 3 $ 3 U AN 1 = maU be ≈ 0.612 ma U be , 2 2 2 ha ma ≤ 1 (6.74) összefüggéssel határozható meg. 6 - 43 um uv um1 uv um2 um3 ωt a) uA0 1/2Ube ωt −1 / 2Ube uB0 1/2Ub e ωt b) −1/2Ub e uC0 1/2Ube ωt −1/2Ube

uAB Ube ωt −Ube 6.28 ábra A háromfázisú szinuszos impulzusszélesség moduláció idõfüggvényei 6 - 44 c) A vonali feszültség jelentõsebb amplitúdójú felharmonikusai láthatók a 6.29 ábrán, az ma = 0.8 amplitúdómodulációs tényezõ és mf =15 frekvenciamodulációs tényezõ választásával. U$ABn U be 0.8 0.6 0.4 0.2 3m f -4 1 m f -2 m f +2 3 m f +4 2 mf 3m f 2 m f -1 2 m f +1 3m f -2 3 m f +2 mf n 6.29 ábra A háromfázisú szinuszos impulzusszélesség moduláció Fourier spektruma, ha m a = 0,8 és m f = 15 6.4 táblázat A vonali feszültség harmonikusainak relatív amplitúdói m f =15 esetén n n m a = 0.2 m a = 0.4 m a = 0.6 alap 1 0.1734 0.3463 0.5199 −4 11 mf − 2 13 0.0136 0.0523 mf + 2 17 −0.0133 −0.0530 mf + 4 m a = 0.8 m a = 1.0 0.6925 0.8662 0.0061 0.0154 0.1138 0.1900 0.2752 −0.1137 − 0.1903 −0.2753 19 −0.0073 −0.0154 2m f − 5 25 −0.0108 −0.0289 2mf − 1 29

0.1649 0.2825 0.3205 0.2726 0.1570 2mf + 1 31 −0.1650 −0.2821 −0.3206 − 0.2723 −0.1568 2m f + 5 35 0.0115 0.0294 3m f − 4 41 3mf − 2 43 3mf + 2 47 3m f + 4 49 4m f − 7 53 4m f − 5 55 4m f − 1 59 −0.1412 4m f + 1 61 0.1414 4m f + 5 65 4m f + 7 67 mf −0.0097 −0.0408 −0.0905 −0.1361 −0.0379 −0.1199 −0.1764 − 0.1524 −0.0536 0.0377 0.1201 0.1764 0.1532 0.0532 0.0101 0.0408 0.0899 0.1352 0.0136 0.0388 0.0056 0.0298 0.0729 0.1021 −0.1364 −0.0065 0.0905 0.0586 0.1359 0.0066 −0.0916 −0.0583 −0.0054 −0.0298 −0.0746 −0.1147 −0.0052 −0.0312 −0.0897 6 - 45 Ha a modulálójel amplitúdója nagyobb, mint a vivõjel amplitúdója, azaz ma = ≥ 1, túlmoduláció lép fel (6.30 ábra) Ebben az esetben a vonali feszültség amplitúdója nem lesz arányos ma -val, és több oldalsávi felharmonikus jelenik meg a kimeneti feszültségben. Ha ma elég nagy

értékû, akkor a vonali feszültség négyszögjel hullámformájú kimeneti feszültséggé alakul át, ahol az alapharmonikus maximális effektív értéke UAB1 = 0.78 Ube Ekkor az amplitúdómodulációs tényezõ ma =3.24 értékû [1] uv um um uv 0 2π 0 2π ωt u A0 1/2U b e ωt − 1/2U b e 6.30 ábra A túlmoduláció idõfüggvénye 6.124 Harmadik harmonikussal módosított háromfázisú vezérlés A háromfázisú fázisonkénti szinuszos impulzusszélesség moduláció alkalmazásakor a kimenetre jutó vonali feszültség Ube amplitúdójú impulzussorozatokból áll. A vonali feszültség alapharmonikusának amplitúdója az U be U$AB 1 = 3 m a 2 (6.75) összefüggés szerint változik. Az ma =1 értékénél a maximális alapharmonikus amplitúdó U$AB = 1 3 U = 0.866 U be 2 be (6.76) értékû, tehát kisebb, mint az impulzusok Ube amplitúdója. Az impulzussorozatok és az alapharmonikus maximális amplitúdójának hányadosa 6 - 46 U be = U$ U

be 3 U 2 be AB 1 = 2 3 = 115 . , (6.77) tehát az impulzussorozatok amplitúdója 15%− kal nagyobb az alapharmonikus amplitúdójánál. u u1 1 0.866 0.166 um u3 ωt 6.31 ábra Harmadik harmonikussal módosított modulálójel Az alapharmonikus amplitúdója növelhetõ a szinuszos modulálójel zérussorendû komponenssel való módosításával, feltéve, hogy a terhelés csillagpontja nincs kivezetve, hiszen ilyenkor zérussorrendû áramok nem folyhatnak, a vonali feszültség pedig szinuszos marad. Egy egyszerûen elõállítható megoldás a 631 ábrán látható harmadik harmonikussal módosított modulálójel. A módosított modulálójel az ∧ ∧ um (ω t ) = U1 sin ω t + U 3 sin 3ω t (6.78) ∧ függvénnyel írható le. Ha U 1 értéke egységnyi, bizonyítható, hogy a harmadik ∧ 1 harmonikus amplitúdójának optimális értéke U 3 = . Ilyen választással a moduláló 6 hullám maximuma 1-rõl 0.866-ra csökken, így a szinuszos PWM-hez

képest a 1 modulálójel amplitúdója még -ig növelhetõ, ezért a kimeneti vonali = 1155 . 0.866 feszültség alapharmonikusának maximális amplitúdója is 1.155-ig változtatható 6.125 Háromfázisú tirisztoros inverter 6 - 47 A háromfázisú tirisztoros inverter három hídágból áll, és mind csillag, mind delta kapcsolású háromfázisú terhelést táplálhat. Hasonlóan az egyfázisú kapcsoláshoz, az egyes hídágak kommutációja független a többitõl, ezért a kommutációs folyamatok megegyeznek a 6.119 pontban ismertetett egyfázisú inverter kommutációjával A háromfázisú tirisztoros inverter mûködtethetõ a 6.121 pontban tárgyalt vezérléssel, így a kapcsolás vonali feszültsége ± Ube és 0 értékeket vesz fel, a fázisfeszültség pedig hatlépcsõs függvény. A kimeneti feszültség alapharmonikusának amplitúdóját a bemeneti feszültség nagysága határozza meg, a frekvencia a kapcsolási gyakoriság változtatásával megadott

határok között változtatható. A frekvencia felsõ határát a tirisztorok szabaddáválási ideje és a köráram csillapodása határozza meg. + T1 U be Lk Lk T4 D1 C1 T3 A D4 C4 D3 T5 C3 D5 C5 B iA C D6 C6 iB T6 T2 D2 C2 iC − u BN u AN u CN N 6.32 ábra Háromfázisú tirisztoros inverter A terhelés vonali feszültségének effektív értéke: 1 2 2 T 2U be = U be , 3 3 T a fázisfeszültség effektív értéke pedig: U AB RMS = U AN RMS 2 2 1æ 1 4T æ 2 2T ö 2 ö ç ç U be ÷ ÷ = U be = + U ç ÷ be ç ÷ Tè 3 6 è3 6 3 (6.79) (6.80) összefüggéssel határozható meg. A fázisfeszültség és a vonali feszültség hullámalakja nem függ a terhelés jellegétõl Az inverter mûködése különbözõ jellegû terhelésekre a 6122 pontban tárgyaltakkal megegyezik, ha a kommutáció pillanatszerûnek tekinthetõ 6 - 48 6.13 Példa feszültséginverterek vezérlési és védelmi megoldásaira A feszültséginverterek vezérlésére és

a félvezetõ kapcsolók védelmére sokféle megoldás létezik. A 6131 pont egy aszinkronmotor fordulatszám szabályozását biztosító mikroprocesszoros vezérlésû inverter mûködését tárgyalja. Az inverter vezérlése harmadik harmonikussal módosított modulálójelet alkalmazó szinuszos impulzusszélesség moduláció. A 6.132 pont egy példát mutat be IGBT-vel megépített, mikroprocesszoros szinuszos impulzusszélesség modulációt alkalmazó inverter védelmének, potenciálleválasztásának, hibajelzésének megvalósítására. 6.131 VVC (Vector Voltage Control) vezérlés A háromfázisú inverterek leggyakoribb terhelése a háromfázisú aszinkronmotor. A háromfázisú aszinkronmotorok széleskörû alkalmazását a nagy megbízhatóság, az egyszerû felépítés, a viszonylagos olcsóság indokolja. Hátrányuk viszont az, hogy fordulatszámukat nem lehet egyszerû módszerekkel széles tartományban szabályozni, ugyanis nem elég csak a tápfeszültség

nagyságának változtatása, hanem egyidejûleg a frekvenciát is módosítani kell, hogy a terhelõnyomatékuk megfelelõ legyen. A névleges (rendszerint 50 Hz) frekvencia alatti tartományban a frekvencia csökkentésével a tápfeszültséget is arányosan kell csökkenteni. Állandó értékû U/f arány mellett biztosítani lehet a gép optimális fluxusát, légrésindukcióját és mágnesezési áramát. A névleges frekvencia fölött a motor mûködését úgy kell biztosítani, hogy az adott típusú motorra meghatározott feszültség és teljesítmény határadatokat figyelembe kell venni Ezért a névleges frekvencia fölött állandó értéken kell tartani a gép kapocsfeszültségét és a tengelye a névlegesnél nem terhelhetõ nagyobb teljesítménnyel. Ebben a tartományban a fordulatszám növelésével a terhelõnyomatékot csökkenteni kell. Az alkalmazható maximális frekvenciát a motor konstrukciós paraméterei korlátozzák. Az aszinkronmotor

szabályozása rendszerint két lépésben érhetõ el: − a rendelkezésre álló egy- vagy háromfázisú hálózat váltakozó feszültségét egyenfeszültséggé kell alakítani, − az így elõállított egyenfeszültségrõl táplálható a frekvenciaátalakító, (másképpen inverter), amelyhez közvetlenül csatlakozik az aszinkronmotor. Az aszinkronmotorok táplálására legideálisabb az idõben szinuszosan váltakozó feszültség. Ez a hullámforma biztosítja a motor legsimább, parazita nyomatékoktól mentes üzemét, továbbá a vastest és a tekercselés minimális melegedését. Az aszinkronmotorokat tápláló inverterek mikroprocesszoros szabályozására fejlesztették ki a feszültség-vektor szabályozást (VVC), amelynek matematikai modellje két különbözõ feltételt vesz figyelembe: 6 - 49 − meghatározza az inverter félvezetõinek optimális kapcsolási idõpontjait, hogy a kimenõ feszültség maximális amplitúdójú, kis felharmonikus

tartalmú szinuszos feszültség legyen, − meghatározza a motor mágnesezés optimumát, változó terheléshez. A kapcsolási idõpontok számítása: − a fázisfeszültség félperiódusának középsõ szakaszain, a pozitív és negatív maximum érték körül 1/6 periódusideig (60°) pozitív (vagy negatív) tápfeszültségre kapcsolja a hídághoz csatlakozó terhelés egyik pontját, − a félperiódus többi részében szinuszos impulzusszélesség moduláció szabja meg a terhelésre jutó feszültség idõtartamait. Így a lehetõ legnagyobb amplitúdójú, közel szinuszos kimeneti feszültség jut a terhelésre. A megfelelõ motor mágnesezést úgy valósítja meg, hogy a motorállandókat is figyelembe veszi az optimális kimeneti feszültség kiszámításához. Mivel a terhelõ áramot folyamatosan méri, így a változó terheléshez tudja szabályozni a kimeneti feszültséget. Ezáltal a motor mágnesezést a motor típusához igazíthatja és követni tudja

a terhelés változásokat is. Adatok Adatbusz Cím Szorzó Idõzítõ Sorrendvezérlõ T1 T2 T3 T4 T5 T6 6.33 ábra A mikroprocesszort kiegészítõ integrált áramkör blokkvázlata Ennek a bonyolult vezérlésnek a megvalósításához az inverter vezérlése saját processzorral rendelkezik. Ehhez csatlakozik egy integrált áramkör, amely egy sor különbözõ funkciójú blokkot tartalmaz Ezek a funkciók a 633 ábra alapján a következõk: − Tároló: az adatoknak, amelyeket a mikroprocesszor az adatbuszra küld. − Címszámító: a ROM-ban tárolt koszinusz-tábla címének kiszámítására szolgál. 6 - 50 − Szorzó: az amplitúdót számítja ki a koszinusz-tábla értékeinek felhasználásával. Minden számítási intervallumhoz két értéket határoz meg, a t 1 és a t 2 idõket. Ezek az idõk az aktuális félvezetõk bekapcsolási idõtartamait adják meg. − Idõzítõ: a t 1 és t 2 értékeit vezérlõjelekké alakítja. −

Sorrendvezérlõ: kiosztja a vezérlõjeleket az T 1 . T 6 félvezetõ kapcsolókra A 6.34a ábrán a terhelésre jutó fázisfeszültségek (uAN , uBN , uCN ), valamint az A fázis feszültségének impulzusmodulált jelei láthatók. u u BN u AN u CN t t1 T a) t2 uvT1 t t uvT2 uvT3 t uvT4 t t t uvT5 uvT6 u AB u u AN u BC u BN b) uCA u CN t 0 c) 6.34 ábra A VVC vezérlés idõfüggvényei 6 - 51 A 6.34b ábra vezérlési sémáján nyomon követhetõ a félvezetõk vezérlési állapotai, amelybõl kitûnik, hogy egy fázisban állandó a feszültség, miközben a másik két fázisban impulzusszélesség moduláció van. A 634c ábrán a fázisfeszültségek és a vonali feszültségek idõfüggvényei láthatók. Ennek a vezérlésnek az eredményeként a terhelésre jutó vonali feszültségek felharmonikus mentes szinuszos feszültségek. 6.132 IGBT− − kel megépített inverter vezérlése, védelme Az inverter kapcsolásokban a

félvezetõelemek védelmérõl is gondoskodni kell, hiszen az alkalmazott teljesítményfélvezetõk paraméterei korlátosak, ezen értékek túllépése az eszközök tönkremenetelét eredményezheti. Zárlat, vagy túlterhelés miatt keletkezõ túláram, az áramkör induktivitásain a kapcsolás okozta túlfeszültség, a kapcsolási veszteségek okozta túlmelegedés a leggyakoribb okok, amelyek a félvezetõk meghibásodásához vezethetnek. A teljesítmény-MOS tranzisztorokkal vagy IGBT-kel megépített kapcsolásokban a gyors mûködés a félvezetõk védelmét jelentõsen befolyásolhatja. A következõkben egy IGBT-kel megépített, mikroprocesszorral vezérelt háromfázisú inverter védelmi, meghajtási, potenciálleválasztási megoldásaira mutatunk be egy példát. Az inverter fõáramkörét az IGBT-k és a visszavezetõ gyorsdiódák alkotják. Az áramkör szórt induktivitásának csökkentése érdekében az IGBT-t és a hozzátartozó ellenpárhuzamos

diódát a gyártó cégek általában egyetlen modulba integrálják, de kaphatók olyan modulok is, amelyek egy hídág félvezetõit (két IGBT-t és a visszavezetõ diódájukat) tartalmazzák, jelentõsen csökkentve a hozzávezetéseket. A szinuszos PWM modulációt számítógép felügyeli. A vezérlõjeleket az IGBT-k meghajtófokozatokon keresztül kapják A hídágak felsõ meghajtói a kapcsolás földpontjától függetlenek, ezért a meghajtókat egymástól galvanikusan le kell választani, ami zavarvédelmi okokból is elõnyös. Az IGBT meghajtó és védelmi áramkör blokkvázlatát a 6.35 ábra mutatja Az esetek többségében a meghajtásnál és a hibavisszajelzésnél törekedni kell az információelektronikai rész és a fôáramköri rész galvanikus szétválasztására. Ez érintésvédelmi, vezérlô számítógép(hardver)-védelmi és zavarvédelmi szempontból is elõnyös. A blokkvázlaton látható a galvanikus elválasztás határvonala A szigetelési

szint szokásos értéke 1500.2500 V, amit az alkatrészek elhelyezésénél, vagyis a nyomtatott áramkör tervezésénél figyelembe kell venni Hasonló szigetelési problémák lépnek fel egy hídág vezérlésekor a hídág negatív és pozitív sínhez kapcsolódó meghajtóinak elkészítésénél. Mivel ezeket a tranzisztorokat legtöbbször egyetlen teljesítmény-modulba építik be, célszerû a meghajtókat is egyetlen nyomtatott áramköri lapon a modul közvetlen közelében elhelyezni, ügyelve az említett szigetelési problémákra. 6 - 52 R1 C1 +5V +15V VEZÉRLÉS DEAD-time PWM Q MONOSTABIL OCS1 IGBT R4 MULTIVIBRATOR ÁRAMKÖR +5V +15V HIBA T1 R5 SET HIBATÁROLÓ RES (D-TÁROLÓ) D Z2 E MEGHAJTÁS ENGEDÉLYEZÉS R3 CLK G Z1 -15V +5V R2 TILT RG MEGHAJTÓ VEZÉRLÉS1 HID.ENG C +15V OCS2 VÉDELMI ÁRAMKÖR +5V Q -15V LED Q HIBAKIJELZÉS NAGYFREKVENCIÁS DIÓDAHÍD +18V TR1 +15V OSZCILLÁTOR (400 kHz) -15V

INFORMÁCIÓELEKTRONIKAI OLDAL FÕÁRAMKÖRI OLDAL GALVANIKUS ELVÁLASZTÁS 6.35 ábra Az IGBT meghajtó és védelmi áramkör blokkvázlata A vezérlô jel átvitele a fôáramköri oldalra és az esetleges hibajel visszajuttatása onnan optocsatolókkal történik. Az ilyen célokra használt optocsatolók azonban lényegesen gyorsabbak (késleltetési idejük kisebb, mint 1µs, átviteli sebességük 1 Mbit/s körüli érték) és lényegesen jobb közös módusú zavarvédettséggel rendelkeznek (kb. 10 kV/ µs feszültségváltozási sebességgel szemben érzéketlenek), mint a hagyományosak. Azt információelektronikai oldalon helyezkedik el a HIBATÁROLÓ, valamint az azonos hídágban elhelyezkedô tranzisztorok egymáshoz képesti késleltetését biztosító ún. DEAD-time generátor A HIBATÁROLÓ-t ( D-tároló ) a processzor oldalról a hídengedélyezô jellel lehet meghajtás engedélyezésre állítani, a tiltás jellel pedig törölni. Fôáramköri oldalról az

IGBT hibája esetén az OCS2 optócsatolón keresztül a VÉDELMI áramkör törli a hibatárolót. Hiba vagy a hídág tiltása esetén a T 1 tranzisztor logikai "0" állapotba állítja a közös HIBA jelvezetéket (amelyre az összes további meghajtó is csatlakozik), és így tiltja a többi meghajtó mûködését. A hibát LED-dióda jelzi ki szelektíven, a HIBA jelvezetékkel a processzor megszakítási rutinja is aktivizálható. A DEAD-time generátor biztosítja, hogy az egy hídágban bekapcsolni kívánt tranzisztor csak a még vezetô tranzisztor kikapcsolása után bizonyos késleltetéssel (dead-time) legyen bekapcsolható. A dead time értéke 13 µs, melynek értékét 6 - 53 monostabil multivibrátorral lehet beállítani. Olyan impulzusszélesség modulátorok (PWM-ek) esetén, amelyek beépített dead-time generátort tartalmaznak, vagy az alkalmazás nem igényel ilyen késleltetett bekapcsolást (pl. elektronikus kommutációjú motorok), a

dead-time generátor ki is hagyható a kapcsolásból. A fôáramköri oldal az IGBT meghajtó- és védelmi áramkörbôl áll. A MEGHAJTÓ áramkör belsô felépítését a 6.36 ábra mutatja Lényeges, hogy vezérlés nélkül az IGBT ne kapcsolhasson be, vagyis a gate negatív feszültséget kapjon. Ezt alaphelyzetben az R1 , R2 bázisosztóval kinyitott T 1 tranzisztor biztosítja, ami a meghajtás engedélyezô bemenetet a negatív tápfeszültségre kapcsolja. A végfokozat egységnyi feszültségerôsítésû, nagy áramerôsítési tényezôjû komplementer emitterkövetô. Bekapcsolás vezérlés esetén OCS1 tranzisztora kinyit, T 1 lezár, így az R3 ellenálláson keresztül a pozitív tápfeszültségre kerülnek a T 2 -T 3 tranzisztorok bázisai. Ekkor juthat szerephez a meghajtás engedélyezô bemenet (lásd a védelmi áramkört), melynek vezérlésével a meghajtó feszültség csökkenthetô, ill. szükség esetén a meghajtás akár tiltható is. A különbözô

áramú tranzisztorok meghajtói csak az RG meghajtó ellenállásban és a végfokozatban különböznek egymástól. +15V R3 IGBT T2 RG R1 +5V C G Z1 T3 E Z2 T1 R2 VEZÉRLÉS OCS1 GALVANIKUS ELVÁLASZTÁS MEGHAJ TÁS ENGEDÉLYEZÉS -15V KOMPLEMENTER EMITTERKÖVETÕ (TOTEM POLE) 6.36 ábra A meghajtó áramkör kapcsolása Biztosítani kell, hogy a tranzisztor vezérlõelektródája és az emittere között az UGE feszültség ne lépje túl a katalógusban elõírt ± 20 V feszültséget. Erre a célra az emitter és a gate közé egymással szembe kötött Zener diódák alkalmazhatók. Az IGBT vezérlõelektródájával sorbakapcsolt RG ellenállás értékét az IGBT és a fôáramkör több, elsôsorban tranziens üzemre jellemzô paramétere befolyásolhatja. Megválasztásánál elsô közelítésben a katalógusértékbôl célszerû kiindulni. Általános 6 - 54 szabály, hogy az ellenállás növelése növeli a be- és a kikapcsolási idôket, és így

a kapcsolási veszteségeket is. Ugyanakkor a nagy du/dt, di/dt, az EMI (elektromágneses interferencia) problémák, a kedvezôtlen oszcillációk lecsökkentése érdekében az RG-t növelni célszerû A VÉDELMI áramkör blokkvázlata az 6.37 ábrán látható A védelem az IGBT vezetési feszültségét érzékeli. Ez helyesen mûködô tranzisztornál 23 V közötti értékû. Bekapcsolt állapotban a vezetési feszültséget a KOMPARÁTOR1 összehasonlítja a referenciaértékkel, és hiba esetén tiltja a meghajtást. A figyelést a bekapcsolás alatt "bénítani" kell, amit az 1.2 µs-ra állított multivibrátor biztosít Ha a hiba a bekapcsolás után is fenáll, a KOMPARÁTOR2 átbillen, és az R1 -R3 feszültségosztó osztásának megfelelôen csökkenti az UGE feszültséget (ez a névleges áram környékére korlátozza az áramot). Ha a zárlat 67 µs után is fennáll, a KOMPARÁTOR3 is átbillen, ami kikapcsolja a tranzisztort és hibajelet küld az

információelektronikai oldalra. +15V S ZÉT VÁLA S ZTÓ DIÓDA C +15V K OM P AR Á TOR 1 MEGHAJTÓ +15V IG B T RG MEGHAJTÁS U SAT REFERENCIA FESZÜLTSÉG G Uref1 Z1 Z2 1.2 µs E R3 T2 ENGEDÉLYEZÉS KOMPARÁTOR2 R7 R1 R6 T3 T1 BEKAPCSOLÁSI Q UG CSÖKKENTÉS "BÉNÍTÁS" -15V OCS2 MONOSTABIL MULTIVIBRÁTOR 6.7 µs VALÓBAN VEZÉRLES ZÁRLAT? MONOSTABIL MULTIVIBRÁTOR KOMPARÁTOR3 HIBAJEL Q KIKAPCSOLÁS ÉS HIBAJELZÉS GALVANIKUS ELVÁLASZTÁS 6.37 ábra A védelmi áramkör blokkvázlata A fõáramköri oldalon a meghajtó áramkörök, valamint a védelmi áramkörök tápellátását nagyfrekvenciás transzformátorok biztosítják, amiket nagyfrekvenciás négyszög feszültség táplál. Egyetlen oszcillátor táplálja az összes meghajtót, de minden egyes IGBT-hez külön transzformátor és tápegység tartozik (fékchopperes háromfázisú frekvenciaváltónál ez 7 független meghajtót jelent). A megoldás elônye a rendkívül

kis csatolás az egyes meghajtók között, ez a zavarmentes üzem egyik alapfeltétele. A nagy oszcillátorfrekvencia miatt ferrit transzformátor alkalmazható, amelynek nagy elõnye a kis mérete, ugyanakkor ügyelni kell arra, hogy a primer és szekunder oldala között megfelelõ árnyékolása legyen a sugárzott zavarok elkerülésére. Az egyenirányítókhoz gyorsdiódákat kell választani, a 6 - 55 szûrõkondenzátorokkal szemben is magas a minõségi követelmény, kis veszteségû, indukciószegény kivitelû legyen. 6.14 A felharmonikusok szûrése Az inverterek kimeneti feszültsége felharmonikusokat tartalmaz. A közel szinuszos kimeneti feszültség eléréséhez a felharmonikustartalmat csökkenteni kell a vezérlési mód megfelelõ megválasztásával, és/vagy a kimeneti feszültség szûrésével. Állandó nagyságú és állandó frekvenciájú négyszögjel kimeneti feszültséget szolgáltató inverter kimenetéhez induktivitásokból és

kapacitásokból álló szûrõkört célszerû csatlakoztatni. A leggyakrabban alkalmazott szûrõkör az inverter mûködési frekvenciájára hangolt soros és párhuzamos LC rezgõkörökbõl áll. Az alapharmonikus frekvencián a soros rezgõkör impedanciája nulla, alapharmonikus feszültségesést nem okoz a szûrõn, a párhuzamos rezgõköré közel végtelen, így nem terheli az invertert. A felharmonikusok szempontjából a soros rezgõkör induktivitása és a párhuzamos rezgõkör kapacitása a mértékadó, a felharmonikus összetevõket a szûrõ ezért leosztja. A soros fojtótekercsen az inverter kimeneti árama folyik, a párhuzaLs Cs mos fojtótekercsre az inverter kimeneti feszültsége jut, ugyanez = u ki2 U be u ki1 Lp Cp vonatkozik a kondenzátorokra is, ennek megfelelõen a szûrõkör ele6.38 ábra A kimeneti feszültség felharmonikus szûrése meinek VA-ben mért típusteljesítménye az inverter kimeneti teljesítményével összemérhetõ. A szûrõ

hatásossága a torzítási tényezõ értékével jellemezhetõ. A torzítási tényezõ: ∞ k= n=2 2 Un 2 U1 . (6.81) Az U1 az alapharmonikus, az Un pedig az n-edik felharmonikus effektív értéke. A szûrõkör egyes elemeinek reaktanciája az alapharmonikus frekvencián (az egyes elemek ohmos veszteségeit elhanyagoljuk): − − − − XsL XsC XpL XpC 6 - 56 a a a a soros rezgõkör induktivitásának reaktanciája, soros rezgõkör kapacitásának reaktanciája, párhuzamos rezgõkör induktivitásának reaktanciája, párhuzamos rezgõkör kapacitásának reaktanciája. A soros és a párhuzamos rezgõkörök rezonancia feltételei: XsL = XsC XpL = XpC . és (6.82) A hangolt soros rezgõkör impedanciája az n-edik felharmonikusra: Z sn = j ( ) 1 X n2 − 1 . n sC (6.83) A hangolt párhuzamos rezgõkör impedanciája az n-edik felharmonikusra: Z pn = − jn X pC (6.84) . 2 n −1 A szûrõ szûrési tényezõje az n-edik felharmonikusra: Sn

= U ki 2 n U ki1n = Z pn (6.85) , Z sn + Z pn ahol Uki2n a szûrõ kimeneti feszültségének n-edik harmonikusának effektív értéke, az Uki1n pedig a szûrõ bemeneti feszültségének n-edik harmonikusának effektív értéke. Az impedanciák értékeit behelyettesítve az Sn képletébe, a szûrési tényezõt a következõ kifejezés határozza meg: Sn = n − X sC X pC 2 (n − 1) + n 2 2 (6.86) 2 A szûrési tényezõre kapott képlet nevezõje másodfokúra redukálható negyedfokú polinom. A gyöktényezõs alak felhasználásával a képlet a következõ formában írható: Sn = − X sC X pC (n n 2 − 2 2 r1 )(n 2 − 2 r2 ) . (6.87) Az r 1 és r 2 a bemeneti impedancia zérushelyei, ahol 0 < r 1 < 1 és r 2 > 1 értékeket vehet fel. A szûrési tényezõ frekvenciamenetét vizsgálva kiderül, hogy a szûrõ az r 1 és r 2 frekvenciákon kiemel. A szûrõ elemeit ezek szerint úgy kell megválasztani, hogy az r 1 és r 2

frekvenciák ne essenek egybe az inverter frekvenciaspektrumának egyik összetevõjével sem. A szûrõ fázisforgatása az ideális LC tagok miatt 0 vagy 180° lehet, a szûrési tényezõ pozitív, vagy negatív valós szám. A szûrõméretezés lépései a következõk. − Meg kell választani C s értékét. A kondenzátoron az inverter teljes IRMS árama átfolyik. Így a maximális XsC reaktancia a maximális terhelõáramból és a kondenzátor megengedett maximális feszültségébõl adódik − A soros rezonancia XsC = XsL feltételébõl adódik L s értéke. 6 - 57 − A szûrési tényezõ elõírt Sn értékébõl adódik az XsC / XpC viszony, tehát az XpC értéke. − A párhuzamos rezonancia XpC = XpL feltételbõl L p értéke meghatározható. − A kapott értékekkel r 1 és r 2 értékei kiszámíthatók, majd ellenõrizni kell, hogy a kiemelési frekvenciák megfelelõ távolságra legyenek a kimeneti feszültség frekvenciaspektrumának elemeitõl. A

szûrõ hatásossága erõsen csökken, ha az inverter kimeneti feszültsége szabályozott, mert a felharmonikustartalom az alapharmonikushoz viszonyítva a kimeneti feszültség csökkentésekor rohamosan nõ. Ha a szûrésnek magasabb igényeket kell kielégítenie, akkor a domináns felharmonikusokra hangolt párhuzamosan kapcsolt soros L-C tagból álló szívótagok használhatók (6.39 ábra ) Állandó frekvenciájú szinuCs Ls szos PWM vezérlés esetén egyszerû L-C szûrõ alkalmaLp = L Cp zása (6.40 ábra ) is elegendõ, uki1 uki2 Ube mivel a felharmonikusok a C vivõfrekvencia többszörösei körül jelennek meg, kis amplitúdókkal. 6.39 ábra A kimeneti feszültség felharmonikus szûrése Szigorúbb követelmények szívókörrel kiegészítve esetén a vivõfrekvenciára hangolt soros L-C szûrõk alkalmazhatók. Mivel a vivõfrekvencia nagy értékû, ezeken a frekvenciákon az L és C elemek parazita paramétereinek frekvenciafüggését is figyelembe kell venni.

Változó frekvenciájú L inverterek kimeneti feszültségének szûrésére = rezgõkörök nem alkalmazhatók. uki1 C uki2 Ube A félvezetõk nagyfrekvenciás kapcsolásakor olyan felharmonikus összetevõk is jelentkeznek, amelyek rádiófrekvenciás (RFI: Radio 6.40 ábra PWM inverter szûrése Frequency Interferences) zavarokat okoznak a 150 kHz-tõl a 30 MHz-ig terjedõ frekvenciatartományban. A rádiófrekvenciás zavarok a vezetékeken, a táplálás és a terhelés oldalán zavar-kapocsfeszültségként jelentkeznek. Ezek megengedett értékét szigorú elõírások, szabványok tartalmazzák A zavarok nagyságát befolyásoló tényezõk: − a táphálózat impedanciaviszonyai, − az inverter kapcsolási frekvenciája, − a kimeneti feszültség frekvenciája, − az inverter mechanikai felépítése, − az inverter teljesítményszintje. A rádiófrekvenciás zavarok vezetés vagy sugárzás útján terjednek. 6 - 58 L L R CX CX S CX L T 0 L Ube = u ki 1

C u ki2 CY 6.41 ábra Rádiófrekvenciás zavarszûrés A hálózat rádiófrekvenciás zavarait az inverter bemenetén alkalmazott szûrõvel lehet csökkenteni. Az RFI szûrõ induktivitásokból és kapacitásokból áll Méretezése az elõírásoknak megfelelõ típusú szûrõ kiválasztására korlátozódik. 6.2 ÁRAMINVERTEREK Áraminvertereket közepes és nagy teljesítményû váltakozó feszültséget igénylõ terhelésekhez használnak. Az elõzõ fejezetekben tárgyalt feszültséginverterek kimenetére az egyenfeszültségû táplálás által meghatározott amplitúdójú feszültség impulzusok kerülnek, az áramot ezek az impulzusok és a terhelés jellege határozza meg. Az áraminvertereket állandó Id amplitúdójú egyenáram táplálja, a kimenetre a táplálás által meghatározott amplitúdójú áramimpulzusok jutnak, a kimeneti feszültség az áramimpulzusok és a terhelés jellegének megfelelõen kiadódik. Az állandó amplitúdójú

egyenáram elõállítható vezérelhetõ áramirányítóval, amelynek a kimenetén nagy értékû simító-fojtó van. A vezérlési szög változtatásával az egyenáram nagysága változtatható. Diódás áramirányítóval is megoldható az áraminverter táplálása, ilyenkor az áram áramszabályzott chopperrel állítható be a kívánt értékre. A háromfázisú fázissorrend kommutációjú áraminverter kapcsolása látható a 6.42 ábrán A közös anódú illetve a közös katódú tirisztorok alkotnak egy-egy független kommutációs csoportot. Egy csoporton belül egy tirisztor bekapcsolása az elõzõ kikapcsolását eredményezi. A kommutációhoz szükséges energiát a fázisok között elhelyezett kondenzátorok tárolják. A soros diódák megakadályozzák a kondenzátorok energiavesztését a terhelés felé. A tirisztorok a számozás növekvõ sorrendjében egymáshoz képest 60°-kal késleltetett vezérlõjelet kapnak. Minden tirisztor a periódusidõ

harmadáig, azaz 120 °-ig vezet, a 6.43a ábrán látható vezérlési séma szerint. Mivel minden idõpillanatban egyidejûleg két tirisztor kap vezérlõjelet, így egy perióduson belül hatféle vezérlési kombináció alakul ki. 6 - 59 Id T1 T3 + Uv1 T5 − C1 + − C3 + − C5 D1 D5 D3 A uBA B C D6 D4 + − C4 ∼ ∼ ∼ D2 + − − C6 + C2 T4 T6 T2 6.42 ábra Háromfázisú áraminverter Csillag kapcsolású terhelés esetén a fázisáramok idõfüggvényei a 6.43b ábrán láthatók A fázisáram +Id , 0, − Id és 0 értékeket vesz fel, a három fázisáram 120 fokkal van egymáshoz képest eltolva. A fázisáram effektív értéke: I A RMS = 2 2 2π 2 Id = Id 2π 3 3 (6.88) összefüggéssel számítható. A négyszögjel alakú fázisáram a Fourier analízis szerint iA = 2 3 1 1 1 1 I d ç sin ω t − sin 5 ω t − sin 7 ω t + sin 11ω t + sin 13 ω t −.÷ π 5 7 11 13 (6.89) összefüggéssel írható le, ahol az

alapharmonikus áram amplitúdója I A1 = 2 3 I , π d (6.90) effektív értéke pedig I A 1 RMS = 6 - 60 6 I ≈ 0.78 I d π d (6.91) Uv1 Uv2 Uv3 Uv4 Uv5 Uv6 0 π 2π π 2π π 2π π 2π π 2π π 2π ωt ωt ωt ωt ωt ωt a) iA Id 0 π 0 π 2π 0 π 2π −Id 2π ωt iB ωt iC ωt b) 6.43 ábra Az áraminverter vezérlõjelei és a fázisáramok idõfüggvényei csillagkapcsolású terhelés esetén Delta kapcsolású terhelés esetén a fázis- és a vonaliáramok idõfüggvényei a 6.44 ábrán láthatók A vezérlés hatféle kombinációja szerint a periódus hat szakaszra bontható A vonali és fázisáramoknak az egyes szakaszokra jellemzõ pillanatértékeit a 65 táblázat tartalmazza 6 - 61 iA A ∼ ∼ i AB iB B iC ∼ C iA Id 2π 0 ωt −Id i AB 2/3I d 1/3I d 0 2π − 2/3I d − 1/3I d ωt i BC 0 π 2π 0 π 2π ωt i CA 1 2 3 4 5 ωt 6 6.44 ábra Az áraminverter áram-idõfüggvényei

delta kapcsolású terhelés esetén 6 - 62 6.5 táblázat 1. szakasz 2. szakasz 3. szakasz 0°-tól 60°-ig T 1 és T 6 vezérelt 60°-tól 120°-ig T 1 és T 2 , vezérelt 120°-tól 180°-ig T 2 és T 3 vezérelt iA iA A Z i AB iB Z i AB iB i AB C B iC i A = Id , i B = 0, i C = −Id Z Z C B iC i A = Id , i B = −Id , i C = 0 Z Z Z C B A Z Z iB iC iA A i A = 0, i B = Id , i C = −Id i AB = 2/3 Id i AB = 1/3 Id i AB = −1/3 Id i BC = −1/3 Id i BC = 1/3 Id i BC = 2/3 Id i CA = − 1/3 Id i CA = − 2/3 Id i CA = − 1/3 Id 4. szakasz 5. szakasz 6. szakasz 180°-tól 240°-ig T 3 és T 4 vezérelt 240°-tõl 300°-ig T 4 és T 5 vezérelt 300°-tól 360°-ig T 5 és T 6 vezérelt iA iB iA A Z iB Z C iC A Z Z i AB iA A B i A = −Id , i B = Id , i C = 0 iC i AB Z Z iB Z B C i A = −Id , i B = 0, i C = Id iC i AB Z Z B C i A = 0, i B = −Id , i C = Id i AB = − 2/3 Id i AB = − 1/3 Id i AB =

1/3 Id i BC = 1/3 Id i BC = − 1/3 Id i BC = − 2/3 Id i CA = 1/3 Id i CA = 2/3 Id i CA = 1/3 Id 6 - 63 A fázisáram effektív értéke az I AB RMS = 2 1 æ 1 2 π æ 2 2ö π ö ç ç I d ÷ 4 + ç I d ÷ 2÷ = I d è3 3 3 2π è 3 3 (6.92) összefüggéssel határozható meg. A delta kapcsolású terhelés fázisáramának Fourier sora az iAB = 1 1 1 2 1 I d ç sin ω t + sin 5ω t + sin 7 ω t + sin 11ω t + sin 13ω t +.÷ 13 11 7 5 π (6.93) összefüggéssel írható le, ahol a fázisáram alapharmonikusának amplitúdója I AB1 = 2 I , π d (6.94) effektív értéke pedig I AB 1 RMS = 2 I ≈ 0. 45 I d π d (6.95) Az ábrákon megadott ideális áramalakok az induktív terhelésen végtelen nagy fedi szültségimpulzusokat okoznának az U = L -nek megfelelõen, tehát a gyakorlatban dt a terhelõ áram nem változhat ugrásszerûen, vagyis a tirisztorok kommutációja nem lehet pillanatszerû. A kommutáció folyamatát vizsgálva kiderül, hogy a

kommutáció véges ideig tart, amelynek nagysága a kommutáló áram nagyságától, a kondenzátorok értékétõl, a kommutálókör szórt induktivitásától függ. A méretezést úgy kell elvégezni, hogy a kommutáció során keletkezett feszültségimpulzusok a tirisztorok megengedett feszültségszintjét ne haladják meg. A kommutáció idõfüggvényei a 6.45 ábrán látható A folyamat négy szakaszra bontható Az egyes idõintervallumokra jellemzõ áramvezetési állapotokat a 6.46 ábrán a kiemelt vonalak jelölik 1. szakasz: t < t0 A T 1 ésT 2 tirisztorok vezetnek, az A és C fázis között folyik az áram. A C 1 , C 3 és C 5 kapacitások fel vannak töltve a 646 ábrán bejelölt polaritásokkal. Az inverter elsõ bekapcsolása elõtt a kondenzátorokat fel kell tölteni. A C 1 kondenzátor feszültsége −U0 , a C 3 kondenzátor töltetlen, feszültsége 0, a C 5 feszültsége pedig U0 kezdeti értékû. 2. szakasz: t 0 < t < t 1 A T 1 tirisztor

kikapcsolása azáltal érhetõ el, hogy bekapcsol a T 3 tirisztor. A T 3 átveszi az áramot T 1 -tõl, amikor T 1 árammentes, a C 1 kondenzátor feszültsége záróirányban kerül rá. A T 3 által átvett áram a C 1 , C 3 és C 5 kondenzátorokon és a D1 diódán folyik tovább, a kondenzátorokat ez az állandó nagyságú áram lineárisan áttölti. Ez idõ alatt a terhelés áramviszonyai még nem változnak meg. 6 - 64 iT i T1 i T3 Id t iC i C1 2/3 I d t 1/3 I d i C3 , i C5 uC U0 u C5 u C1 t u C3 -U 0 iD i D1 t0 1. t3 t2 t1 2. i D3 3. szakasz t 4. 6.45 ábra Az áraminverter idõfüggvényei a kommutáció alatt 3. szakasz: t 1 < t < t 2 Amikor a C 1 kondenzátor feszültsége meghaladja a terhelés UBA feszültségét, a D3 dióda kinyit, és a terhelés B fázisában is megindul az áramvezetés. Amikor D3 vezet, a C 1 és C 3 kondenzátorok párhuzamosan kapcsolódnak a terheléssel a D1 és D3 diódán keresztül, és a terhelés

induktivitásával rezgõkört alkotnak. A rezgõkör árama az A fázis áramát Id -rõl nullára csökkenti, a B fázis áramát nulláról Id -re növeli. Ekkor a D1 dióda lezár, a kommutáció befejezõdik. A C 1 kondenzátor feszültsége jóval a terhelés feszültsége fölé töltõdik, ez megnöveli a diódák feszültségigénybevételét 4. szakasz: t 2 < t < t 3 A tápforrás árama most a B és C fázist táplálja a T 3 és T 2 tirisztorokon keresztül mindaddig, míg a következõ tirisztor, a T 4 nem kap gyújtójelet és el nem indítja a következõ kommutációs ciklust. A felsõ csoportban most csak a D3 dióda vezet, a felsõ kondenzátorcsoport megtartja feszültségét a T 5 tirisztor gyújtásáig. 6 - 65 Id Id T3 T1 C3 T5 C5 A ∼ ∼ ∼ iB B C D6 D3 D1 D5 iA D5 B C C6 C6 C4 C2 T6 T4 T2 1. szakasz T6 T2 2. szakasz Id Id T1 T3 T5 T1 T3 C3 C5 D1 C5 D3 D5 A u BA B C D4 D6 D2 C4 D1 ∼ ∼ ∼ D3 B C D4

D6 D2 C4 C6 T6 D5 A C6 C2 C2 T4 T5 C1 C3 C1 T2 3. szakasz T4 T6 T2 4. szakasz 6.46 ábra Háromfázisú áraminverter kommutációjának folyamata 6 - 66 ∼ ∼ ∼ D2 D6 D4 C2 T4 C5 A iC D2 C4 C3 C1 + − D3 D4 T3 + − + − C1 D1 T1 T5 ∼ ∼ ∼ A kondenzátorok töltési állapotai lehetõvé teszik a tirisztorok további bekapcsolását, tehát T 1 után T 3 , majd a T 5 tirisztor gyújtható, de a visszakapcsolás lehetõsége is adott, T 1 után T 3 , majd újra a T 1 gyújtható. Kis frekvenciákon (a névleges frekvencia 10%-nál kisebb frekvenciákon) a 120°-os blokkvezérlés helyett a 6.47 ábrán látható vezérlés használható, amikor a szinuszhullám 0-tól 60°-ig, majd a 120°-tól 180°-ig terjedõ tartományában az odavisszakapcsolgatással impulzusüzem alakítható ki, a középsõ, 60°-tól 120°-os tartományban pedig folyamatos a vezetés Az impulzusok frekvenciáját a tirisztorok szabaddáválási ideje,

valamint a kommutáló rezgõkör paraméterei korlátozzák. iA Id 2π 0 ωt iB π 0 2π ωt 6.47 ábra Az áraminverter fázisáramai impulzusvezérléssel Mivel az áraminverter minden egyes kommutációja a terhelés két fázisa között zajlik, az inverter méretezésénél a terhelés adatait figyelembe kell venni. A kényszerkommutációs áramkör olyan soros LC rezgõkör, amelynek induktivitását a terhelés induktivitása (L σ) adja, a kapacitása pedig az oltókör kondenzátorainak eredõ kapacitásából adódik. Az egyenértékû kapacitás a * C = C1 + C3 + C5 , 2 (6.96) a rezgõkör körfrekvenciája pedig az ω 0= 1 Lσ C * (6.97) összefüggéssel határozható meg. A feszültséginverter hibás kommutációja miatt keletkezõ zárlati áram az áraminverter alkalmazásával elkerülhetõ, mert a tápáramnál nagyobb áram akkor sem folyhat, ha meghibásodás folytán egy hídág esetleg zárlatba kerülne. Így nem 6 - 67 szükséges a

félvezetõk túláramvédelme, amely a nagy teljesítmények miatt nehezen lenne megvalósítható. Az áraminverter mûködési elvébõl következik, hogy üresjárásban nem mûködhet, mindig szükség van a terhelésre. Az áraminverterek tranziens tulajdonságai nagyon rosszak, csak villamos hajtásra, hevítésre alkalmazhatók, szünetmentes áramforrásként nem használhatók. 6.3 INVERTEREK ALKALMAZÁSAI Az inverterek alkalmazása nagy megbízhatóságuk, könnyû és gyors szabályozhatóságuk miatt nagyon sokrétû. A feszültség- és frekvenciaváltoztatási lehetõség miatt gyakori alkalmazási terület a szabályozott villamos hajtások, elsõsorban feszültséginverterekkel, de nagy teljesítményigény esetén áraminvertereket is használnak. Az inverterek alkalmasak nagyfrekvenciás tápfeszültséget igénylõ fogyasztók táplálására is. Itt szintén követelmény a frekvencia és a feszültség változtatása Ilyen fogyasztók lehetnek pl. orvosi

berendezések, hõkezelõ berendezések, olvasztó berendezések, fõzõ és világító berendezések, hegesztõ berendezések (pont- és vonalhegesztés). Elõnyösen alkalmazhatók a feszültséginverterek nagyfontosságú váltakozóáramú fogyasztók szünetmentes áramellátásához (UPS) is. Ilyen hálózatpótló tápegységet igényelnek pl. a kórházi mûtõk, telefonközpontok, mikrohullámú hírközlõláncok, vasúti biztosítóberendezések, stb Ilyenkor általában hálózati frekvenciájú (50 vagy 60 Hz), vagy attól eltérõ állandó frekvenciájú váltakozó feszültséget szolgáltatnak 6 - 68