Elektronika | Felsőoktatás » Borbély Gábor - Elektronika II

Borbély Gábor ELEKTRONIKA II. A műveleti erősítő és kapcsolástechnikája Készült a HEFOP 3.31-P-2004-09-0102/10 pályázat támogatásával Szerző: dr. Borbély Gábor egyetemi docens Lektor: dr. Farkas György egyetemi tanár Borbély Gábor, 2006 Elektronika II. A dokumentum használata A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 3 ► A dokumentum használata Mozgás a dokumentumban A dokumentumban való mozgáshoz a Windows és az Adobe Reader megszokott elemeit és módszereit használhatjuk. Minden lap tetején és alján egy navigációs sor található, itt a megfelelő hivatkozásra kattintva ugorhatunk a használati útmutatóra, a tartalomjegyzékre, valamint a tárgymutatóra. A ◄ és a ► nyilakkal az előző és a következő oldalra léphetünk át, míg a Vissza mező az utoljára megnézett oldalra visz vissza bennünket. Pozícionálás a könyvjelzőablak segítségével A bal oldali könyvjelző ablakban

tartalomjegyzékfa található, amelynek bejegyzéseire kattintva az adott fejezet/alfejezet első oldalára jutunk. Az aktuális pozíciónkat a tartalomjegyzékfában kiemelt bejegyzés mutatja. A tartalomjegyzék és a tárgymutató használata Ugrás megadott helyre a tartalomjegyzék segítségével Kattintsunk a tartalomjegyzék megfelelő pontjára, ezzel az adott fejezet első oldalára jutunk. A tárgymutató használata, keresés a szövegben Keressük meg a tárgyszavak között a bejegyzést, majd kattintsunk a hozzá tartozó oldalszámok közül a megfelelőre. A további előfordulások megtekintéséhez használjuk a Vissza mezőt A dokumentumban való kereséshez használjuk megszokott módon a Szerkesztés menü Keresés parancsát. Az Adobe Reader az adott pozíciótól kezdve keres a szövegben A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 3 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Tartalomjegyzék Vissza ◄ 4 ► Tartalomjegyzék 1. Bevezetés 7 2. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel 8 2.1 Az ideális erősítő fogalma 8 2.2 Az egyenfeszültség erősítők általános felépítése 11 2.3 A műveleti erősítők katalógusparaméterei 16 3. A műveleti erősítők típusai 26 3.1 CA 3095E29 3.2 μA 709 (Fairchild) 32 3.3 μA 741 (Fairchild) 35 3.4 μA 748 (Fairchild) 39 3.5 μA 777 (Fairchild) 41 3.6 μA 776 (Fairchild) 42 3.7 LM 108 (National Semiconductors) 45 3.8 μA 740 (Fairchild) 48 3.9 LF 356 (National Semiconductor) 50 3.10 TL 071 (Texas Instruments) 53 3.11 CA 3140 (RCA) 56 3.12 CA 3160 (RCA) 58 3.13 ICL 7610 (Intersil) 60 3.14 Chopper-stabilizált műveleti erősítők 61 3.15 CA 3080 (RCA) 63 3.16 Áramvisszacsatolt műveleti erősítők 67 4. Alapkapcsolások műveleti erősítővel 71 4.1 Feszültségkövető, elválasztó erősítő 71 4.2 Fázist nem fordító (nem-invertáló) alapkapcsolás 73 4.3

Fázisfordító (invertáló) alapkapcsolás 76 4.4 Fázisfordító összegző kapcsolás 79 4.5 Kivonó áramkör (differenciaerősítő) 80 4.6 Javított kivitelű differenciaerősítő 82 4.7 Műszererősítő (instrumentation amplifier) 84 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 4 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Tartalomjegyzék Vissza ◄ 5 ► 5. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel 86 5.1 Feszültségvezérelt feszültséggenerátorok 86 5.2 Feszültségvezérelt áramgenerátorok 86 5.3 Áramvezérelt feszültséggenerátorok 90 5.4 Áramvezérelt áramgenerátorok 91 6. Impedancia konverterek 93 6.1 Negatív impedancia konverter (NIC) 93 6.2 Girátor 94 7. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók 99 7.1 Ideális dióda, csúcsfeszültségek mérése99 7.2 Abszolútérték-képző áramkör (egyszerű)103 7.3 Invertáló félhullámú egyenirányító

kapcsolás 105 7.4 Abszolútérték-képző áramkör (precíziós) 107 7.5 Diódás vágóáramkör (clipper)109 7.6 Precíziós egyenfeszültség-források111 8. Integráló és differenciáló kapcsolások 113 9. Logaritmikus és exponenciális erősítők 122 9.1 Logaritmikus erősítők123 9.2 Nullpont-indikátor kapcsolás128 9.3 Exponenciális erősítők 129 9.4 Négyzetre emelő áramkör132 9.5 Analóg számológépek 133 10. Aktív R-C szűrők136 10.1 Elsőfokú aktív R-C alaptagok 145 10.2 Másodfokú aktív R-C alaptagok 148 10.3 Magasabb fokszámú szűrők előállítása 156 10.4 Kettős T aktív R-C szűrők 158 10.5 Univerzális szűrőlánc 160 10.6 Mindent-áteresztő szűrő 161 11. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel 163 11.1 Wien-hidas oszcillátor 166 11.2 Kettős T-szűrős oszcillátor 171 11.3 Áthidalt T-szűrős oszcillátor 172 11.4 Fázistolós oszcillátor 174 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 5 ►

Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Tartalomjegyzék Vissza ◄ 6 ► 11.5 Kétfázisú oszcillátor 175 11.6 Háromfázisú oszcillátor 178 12. Komparátorok 179 12.1 Hiszterézis nélküli komparátorok179 12.2 Fázisfordító Schmitt-trigger 185 12.3 Fázist nem fordító Schmitt-trigger187 12.4 Ablak-komparátor két műveleti erősítővel190 13. Függvénygenerátorok 192 13.1 Astabil multivibrátor 192 13.2 Háromszögjel-generátor 195 13.3 Háromszögjel-generátor változtatható meredekséggel198 13.4 Lépcsőgenerátor200 14. Tápáram-vezérelt végerősítő 202 Irodalomjegyzék .206 Tárgymutató .207 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 6 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Bevezetés Vissza ◄ 7 ► 1. Bevezetés A villamosmérnök-képzés elengedhetetlen része az elektronikai kapcsolások megfelelő mélységű ismerete. A ma

alkalmazott analóg elektronikai áramkörök egyre nagyobb része integrált áramkörökre épül Az analóg integrált áramkörök ma már rendkívül széles választékban állnak a tervezők rendelkezésére. Megtaláljuk közöttük a műveleti erősítőket éppúgy, mint a funkciójában és felépítésében egyre összetettebb megoldásokat. Az alábbi fejezetekben az integrált áramkörök legismertebb és legfontosabb képviselőjét, a műveleti erősítőt mutatjuk be. A műveleti erősítő egy nagyon lényeges építőelem. Néhány passzív alkatrésszel kiegészítve számtalan ötletes elektronikai kapcsolás készíthető vele A planár technológiának köszönhetően több száz vagy ezer műveleti erősítőn alapuló – részfunkciókat megvalósító – áramkör integrálható egy chipre, és egyre növekszik az analóg és digitális funkciókat egyidejűleg megvalósító jelfeldolgozó processzorok száma. Ezek sem nélkülözhetik a műveleti

erősítők által megvalósított kapcsolások ismeretét. Először ismertetjük a műveleti erősítő megszületését kiváltó igényeket, továbbá a jellemzésükre használt katalógusadatokat. Majd néhány tipikusnak tekinthető műveleti erősítő belső felépítését taglaljuk érzékeltetve a fejlődés irányvonalait. Ezután rátérünk a műveleti erősítő kapcsolástechnikájára, melyben elemezni fogjuk az erősítő alapkapcsolásoktól az aktív szűrőkön át a függvénygenerátorokig a legfontosabb és leggyakoribb megoldásokat. A következőkben bemutatott kapcsolások megismeréséhez feltételezzük az olvasó jártasságát a hálózatelmélet, a villamosságtan, az elektronikai eszközök, továbbá a diszkrét elektronikai alapkapcsolások területén. Ez utóbbi a szerző egy másik művében (az Elektronika I.-ben) rendszerezve megtalálható Ez a könyv tekinthető az előző mű szerves folytatásának is Ez a könyv tematikáját tekintve a

Széchenyi István Egyetem villamosmérnök-hallgatói számára a negyedik szemeszterben oktatásra kerülő Elektronika II. tantárgy előadási anyagára épül, de ajánlható a témával foglalkozó valamennyi érdeklődő számára. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 7 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 8 ► 2. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel Megelőző tanulmányaink során részletesen megismerkedtünk a bipoláris és térvezérlésű tranzisztorokkal felépített aszimmetrikus erősítő alapkapcsolásokkal, a differenciálerősítővel, a fázisösszegző kapcsolással, az ellenütemű végerősítő fokozatokkal. Ismerjük az aktív terhelés fogalmát, továbbá a munkapont áramgenerátorokkal történő beállításának lehetőségét Elsősorban a planár technológiának

köszönhetően lehetővé vált, hogy ezek a kapcsolások nagyon ésszerűen összeépítve egyetlen szilíciumlapkán készüljenek el. Ezáltal ezek a kapcsolások olyan minőségi jellemzőket értek el, melyeket diszkrét alkatrészekkel megközelíteni sem lehetett 2.1 Az ideális erősítő fogalma Képzeljük el, hogy megvalósíthatjuk álmaink erősítőjét! Milyen követelményeket támasztanánk a leendő áramkörrel szemben? Melyek lennének ezen ideális erősítő jellemzői? A következőkben igyekszünk felsorolni ezeket: Szimmetrikus bemenettel rendelkezzen. A bemenetek közül az egyik (az un. nem-invertáló bemenet) azonos fázisban, míg a másik (az invertáló bemenet) éppen ellenkező fázisban jelenítse meg a felerősített jelet a kimeneten, mely aszimmetrikus legyen. Ebben az esetben a kimeneti jel bemenetre történő visszacsatolásával egyszerűen létrehozható lenne akár a pozitív visszacsatolás (például oszcillátorok előállítása

céljából), illetve a negatív visszacsatolás (például erősítésszabályozásra, frekvenciamenet beállítására). Legyen a bemeneti ellenállása (mind a szimmetrikus, mind pedig a közös jelekre nézve) végtelen nagy. Ezzel elérhetnénk, hogy ideális erősítőnk nem fogja terhelni, és ezáltal befolyásolni az előző fokozatot. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 8 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 9 ► Az előző pontból szorosan következik, hogy a kapcsolás bemeneti árama lehetőleg zérus legyen. Ez esetben eltekinthetünk a meghajtó generátor ellenállásán jelentkező feszültségesés okozta munkaponteltolódástól. A kapcsolás vezérlőfeszültség, illetve vezérlőáram nélkül ne jelenítsen meg semmilyen jelet a kimenetén, kimeneti jele ekkor nulla legyen. (ofszethiba) Legyen

kimeneti ellenállása elhanyagolhatóan kicsi, értéke tartson a nullához. Ezzel jelentősen megkönnyítjük a következő fokozat, illetve a visszacsatoló hálózat tervezését. Szimmetrikus bemeneti jelekre nézve a kapcsolás minél nagyobb, lehetőleg végtelen nagy erősítéssel rendelkezzen. Természetesen így a kapcsolás önmagában nem lenne használható, de negatív visszacsatolással az erősítés paraméterei kitűnően kézben tarthatók lennének. Végtelen erősítés mellett egyébként a legkisebb zavarjel is azonnal a kivezérlés határára vinné az erősítőt. Közös bemeneti jelekre nézve a kapcsolás ne erősítsen, sőt, ha lehet, minél jobban csillapítsa ezek továbbhaladását a kimenet felé. Az előző két pontban felsorolt igény azt sugallja, hogy a kapcsolás diszkriminációs tényezője (a szimmetrikus és az aszimmetrikus erősítés hányadosa) tartson a végtelenhez. A kapcsolás fázistolása – elsősorban a stabilitás érdekében

– legyen minél kisebb. A kapcsolás képes legyen minél nagyobb szimmetrikus és közös komponensű bemeneti jelek fogadására. Legyen védett ezekkel szemben nem várt nagyságú értékek esetén is. Ne fordulhasson elő, hogy adott bemeneti jeltartomány vagy jelalak esetén a kapcsolás munkapontja egy újabb bekapcsolásig végérvényesen megváltozzon. (latch up védelem) A kimeneti jel – széles tartományban – lehetőleg mindkét irányban a tápfeszültség-határokig kivezérelhető legyen. A kimeneti fokozat rendelkezzen rövidzár védelemmel, hogy egy esetleges túlterhelés esetén a kapcsolás ne menjen tönkre. Legyen a kapcsolás hatásfoka minél jobb. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 9 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 10 ► Lehetőleg széles tápfeszültség tartományban működjön,

és paramétereit a tápfeszültség változása ne befolyásolja. Lehetőleg széles hőmérséklettartományban működjön, és paramétereit a hőmérséklet változása ne befolyásolja. Minél kisebb zajjal rendelkezzen, hogy a kimeneten valóban csak a hasznos jel jelenhessen meg, stb. A fenti felsorolást bárki tovább bővíthetné. Ezen kívánalmak a fejlesztőmunka eredményeinek köszönhetően ma már nagyon jól közelítik az ideális értékeket. Sajnos azonban a gyakran kitűnő értékek csak az alacsonyfrekvenciás (gyakorlatilag csak néhány Hz-es) tartományban ilyen jók, a frekvencia növekedésével a paraméterek erőteljes romlásnak indulnak. Ideális kívánalmaink közül legkevésbé azt tudjuk a valódi áramkörökkel teljesíteni, hogy a fenn felsorolt kívánalmak frekvenciafüggetlenül állandóan jó értéken maradjanak. Az ideális erősítőt a gyakorlatban műveleti erősítővel közelítjük meg. Az ideális tulajdonságokra a szimbólumba

rajzolt ∞ jel utal (21 ábra): 2.1 ábra Az ideális műveleti erősítő szimbóluma Az itt látható szimbólummal jelzett kapcsolás segítségével – mint később látni fogjuk – számtalan matematikai művelet valósítható meg. Elektronikus jelek összeadása, kivonása, invertálása, abszolút értékének képzése, differenciálása, integrálása, logaritmusának előállítása, szorzása, osztása stb. mind előállítható a fenti áramkörrel, melyet ettől kezdve műveleti erősítőnek hívunk A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 10 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 11 ► 2.2 Az egyenfeszültség erősítők általános felépítése A műveleti erősítők a velük szemben támasztott követelményeket közvetlen-csatolt erősítőfokozatok segítségével érik el. Az egyes fokozatok között

nincsenek csatolókondenzátorok. A kapcsolás az egyenáramú jeleket is erősíteni képes A csatolókondenzátorok hiánya miatt a fokozatok munkapontjai szoros kapcsolatban állnak egymással, melyre a tervezésnél különösen ügyelni kell. Követelmények: 9 szimmetrikus 9 nagy feszültbemenet ség-erősítés 9 aszimmetrikus 9 szinteltolás kimenet 9 kompenzáció 9 kis ofszet a stabilitás érdekében 9 kis drift 9 nagy bemeneti ellenállás 9 nagy erősítés szimmetrikus jelekre 9 nagy elnyomás aszimmetrikus jelekre 9 kis zaj stb. 9 nagy áramerősítés 9 nagy teljesítményerősítés 9 jó hatásfok 9 kis kimeneti ellenállás 9 jó kivezérelhetőség 9 rövidzár védelem A kívánalmaknak leginkább megfelelő kapcsolás: differenciál-erősítő (fázisösszegző kapcsolás) közös emitteres kapcsolás komplementer emitterkövető 2.2 ábra Az egyenfeszültség erősítők egyes fokozataival szemben támasztott követelmények és az azokat leginkább

kielégítő kapcsolástechnikai megoldások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 11 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 12 ► Az egyes fokozatok a különböző igényeket eltérő kapcsolástechnikai megoldásokkal igyekeznek teljesíteni, ahogy azt a 2.2 táblázat mutatja Eddigi ismereteink alapján próbáljunk meg egy nagyon egyszerű szimmetrikus bemenetű és aszimmetrikus kimenetű egyenfeszültség erősítő kapcsolást összeállítani. Használjunk differenciálerősítőt bemeneti fokozatként és az egyik kollektor ág jelét – közös kollektoros kapcsolással – illesszük a kimenethez! (2.3 ábra) 2.3 ábra Szimmetrikus bemenetű és aszimmetrikus kimenetű egyenfeszültség erősítő M1 2.4 ábra Egyenfeszültség erősítő M2 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza

◄ 12 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 13 ► A 2.3 ábra szerinti kapcsolás több szempontból is javításra szorul Legnagyobb hibája talán, hogy feszültségerősítése nagyon kicsi. Ezért bővítsük a kapcsolást egy közös emitteres fokozattal! Kereshetnénk a kimeneti fokozatban elhelyezett Zéner-dióda helyett más szinteltolást végző megoldást is! (2.4 ábra) Ez a kapcsolás már valamivel jobban megfelel kívánalmainknak, de van még mit alakítani rajta. Bemeneti fokozata úgy válik aszimmetrikussá, hogy csak az egyik kollektor ág erősítését használjuk ki, a másik ágét nem. Az egyszerű differenciálerősítő kapcsolás továbbá alacsony közösjelelnyomási tényezőt (Ek) és nem elégséges diszkriminációs tényezőt (Du) eredményez. Tegyünk tehát az első fokozat helyére fázisösszegző kapcsolást, mely a

fenti gondokat orvosolni tudja. (Q1-Q2-Q3-Q4-D1) A második fokozatként alkalmazott közös emitteres kapcsolás terheli az első fokozatot. Célszerű lenne az áramerősítés növelése és a második fokozat bemeneti ellenállásának növelése érdekében Darlington kapcsolást alkalmazni. A szinteltolásként szereplő R1 és R2 ellenállások sajnos a hasznos jelet is leosztják, ami szintén hátrányos. Próbáljuk meg a szinteltolást pnp tranzisztorokra bízni. 2.5 ábra Egyenfeszültség erősítő M3 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 13 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 14 ► A kapcsolás végerősítő fokozata A-osztályú és kivezérelhetőségével is gondok vannak. Használjunk helyette komplementer emitterkövető végfokozatot! (2.5 ábra) Kapcsolásunk jelenlegi állapotában kb. 40 dB-es

feszültségerősítéssel, 70 dB-es közösjel-elnyomási tényezővel és 100 kΩ-os bemeneti ellenállással rendelkezik A 2.5 ábrán látható kapcsolás leggyengébb pontja a pnp tranzisztorokkal felépített főerősítő Mivel az npn tranzisztorok jobb paraméterekkel rendelkeznek, ezért a főerősítő feladatát jobb lenne npn típusú tranzisztorokra bízni Ezzel egyidejűleg helyezzük át a szinteltolás feladatát az első fokozatra, legyenek itt a pnp tranzisztorok! A főerősítő feszültségerősítését jelentősen megnövelhetjük aktív terhelés alkalmazásával. Építsünk tehát áramgenerátort a főerősítő kollektorkörébe! A bemeneti fokozatba célszerű jobb áramtükröt építeni és adjunk lehetőséget az ofszet kompenzálásra is egy potenciométer segítségével! (2.6 ábra) 2.6 ábra Egyenfeszültség erősítő M4 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 14 ► Elektronika II. Az ideális erősítő

közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 15 ► Módosított kapcsolásunk sokkal jobb az előzőnél, de gerjedékeny, érzékeny a tápfeszültség- és a hőmérsékletváltozásra, és nincs rövidzárvédelme sem. Sajnos a bemeneten elhelyezett pnp tranzisztorok nagyfrekvenciás tulajdonságai is kívánnivalót hagynak maguk után. Ezt a hiányosságot komplementer kaszkód differenciálerősítő kapcsolással védhetjük ki. Tovább javíthatunk a bemeneti fokozat áramtükrén is A munkapont beállítását pedig bízzuk hőkompenzált áramgenerátorra, illetve áramtükör láncra! (2.7 ábra) 2.7 ábra Egyenfeszültségerősítő M5 A kapott kapcsolás már majdnem teljesen megegyezik egy létező integrált kivitelű műveleti erősítő kapcsolási rajzával. Mielőtt további kapcsolások elemzésébe kezdenénk, ismerkedjünk meg alaposabban a műveleti erősítőket jellemző paraméterek

definíciójával és ezek gyakorlati értékével, várható adataival! A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 15 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 16 ► 2.3 A műveleti erősítők katalógusparaméterei A következőkben a műveleti erősítők legfontosabb katalógusjellemzőinek definíciószerű felsorolása következik. A gyakorlati felhasználás elősegítése érdekében a szakkifejezések angol megfelelőit is felsoroljuk Rbes BEMENETI ELLENÁLLÁS (differential input resistance) A műveleti erősítő szimmetrikus bemeneti ellenállása. Jellemző értéke bipoláris technológiával készült műveleti erősítők esetén néhány MΩ, míg térvezérlésű tranzisztorokat alkalmazó bemeneti fokozat esetén ennél még 6 nagyságrenddel nagyobb, azaz 1012 ohm. A differenciálerősítőre vonatkozó

korábbi tanulmányainkból tudjuk, hogy a közös vezérlőjelekre nézve a bemeneti ellenállás a szimmetrikus vezérlésre megadott értékeknél körülbelül százszor nagyobb. A közös módusú bemeneti ellenállás nem minden esetben szerepel a katalógus-adatok között. A bemeneti impedancia már egy tágabb fogalom. Ebbe beletartoznak a kapacitív összetevők is. Cbes BEMENETI KAPACITÁS (differential input capacitance) A műveleti erősítő szimmetrikus bemeneti kapacitása. A katalógusadathoz illik megadni a mérés frekvenciáját, továbbá a hőmérsékletet is, mert ezek a paraméterek jelentősen befolyásolhatják az eredményt. Értéke néhány pF. Ha nem hangsúlyozzák ki külön, akkor a bemeneti kapacitás alatt a szimmetrikus bemeneti kapacitást értjük, de természetesen mérhető közös vezérlőjelekre értelmezett bemeneti kapacitás is. Rki KIMENETI ELLENÁLLÁS (output resistance) Az aszimmetrikus kimenetű műveleti erősítő kimeneti

ellenállása. Értékét a kimeneti rövidzár elleni védelem kapcsolástechnikai megoldása döntően meghatározza. (A rövidzár védelmi megoldások valamelyest növelik a kimeneti ellenállás értékét, de jelentőségük miatt nem célsze- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 16 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 17 ► rű kihagyni őket a kapcsolásból.) Aktív rövidzár védelem esetén 100 ohm alatti is lehet, míg passzív rövidzár védelmi megoldás esetén néhány 100 ohm a jellemző paraméter. Mivel a műveleti erősítőket az esetek döntő többségében negatív feszültség-visszacsatolás mellett alkalmazzák, ezért ezek az értékek a teljes kapcsolásra nézve a hurokerősítés mértékével osztódnak. Így a műveleti erősítővel felépített kapcsolás kimeneti ellenállása akár 1

ohm alatti értéket is felvehet. Auo NAGYJELŰ (szimmetrikus) FESZÜLTSÉGERŐSÍTÉS (large signal differential voltage gain) Szimmetrikus bemeneti jel mellett a műveleti erősítő visszacsatolás nélkül, alacsonyfrekvencián mért feszültségerősítése terheletlen kimenet vagy adott terhelő ellenállás esetén. (A visszacsatolás hiánya alatt itt csak a külső visszacsatolásokat értjük, mert az integrált kivitelű erősítőben egyébként lehetnek visszacsatolások.) A műveleti erősítők nagyjelű feszültségerősítése szokásosan 100-110 dB körüli érték. Ez feszültségviszonyban több százezerszeres erősítést jelent. Visszacsatolás nélkül egy néhány μV-os zavarjel is a kivezérlés határáig vezérelné a kimeneti jelet. Hasonlóan komoly gondot jelentene az ofszet feszültség is (lásd alább) Ezért az ennél nagyobb feszültség-erősítést kívánó helyeken olyan műveleti erősítőket alkalmaznak, melyek képesek az ofszet hiba

folyamatos kiegyenlítésére. Ezek az un. chopper-stabilizált műveleti erősítők Ilyen kapcsolásokkal elérhető a 175 dB-es nagyjelű feszültségerősítés is. Auok KÖZÖS MÓDUSÚ FESZÜLTSÉGERŐSÍTÉS (common mode voltage gain) Közös bemeneti jel mellett a műveleti erősítő visszacsatolás nélkül, alacsonyfrekvencián mért feszültségerősítése terheletlen kimenet vagy adott terhelő ellenállás esetén. Értékét legtöbbször közvetve adják meg a CMRR segítségével, azaz a nagyjelű (szimmetrikus) feszültségerősítéshez viszonyítva. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 17 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató CMRR Vissza ◄ 18 ► KÖZÖS MÓDUSÚ FESZÜLTSÉGELNYOMÁSI TÉNYEZŐ (common mode rejection ratio) A közös módusú feszültségelnyomási tényező a nagyjelű (szimmetrikus) [Auo]

és a közös módusú feszültségerősítés [Auok] hányadosa decibelben kifejezve. A CMRR értéke a mai korszerű műveleti erősítőkben legalább 90 dB Ib BEMENETI NYUGALMI ÁRAM (input bias current) Közös bemeneti jel esetén a nulla kimeneti egyenfeszültséghez tartozó bemeneti egyenáramok (az invertáló és a nem-invertáló bemeneteken mért egyenáramok) átlaga. Tipikusan 100 nA bipoláris és 30 pA térvezérlésű tranzisztorokkal felépített bemeneti fokozatok esetén Értéke főleg FET-bemenetű műveleti erősítők esetén erősen hőmérsékletfüggő, mert a gate-en folyó szivárgási áram a hőmérséklet emelkedésével kb. tíz fokonként megduplázódik Ubo BEMENETI OFSZET FESZÜLTSÉG (input offset voltage) Bemeneti ofszet feszültség alatt azt a bemeneti szimmetrikus egyenfeszültséget értjük, melynek hatására a műveleti erősítő kimeneti egyenfeszültsége nulla lesz. Értéke néhány mV A műveleti erősítők nagy

feszültségerősítése miatt a bemeneti fokozat parányi aszimmetriája is érzékelhető kimeneti jelet eredményez. Bemeneti jel nélkül a kimeneti feszültség nullától különböző értéket vesz fel, ami a vezérlés során már nem választható szét a hasznos jeltől és ezért hibához vezet. Az ofszet kiegyenlítésére gyakran a bemeneti fokozat két kivezetett pontján keresztül lehetőségünk van. A kapcsolási megoldások a különböző műveleti erősítőknél erősen eltérőek lehetnek Míg egyes típusoknál a gyártó végzi el a beállítást, például lézeres trimmeléssel Ibo BEMENETI OFSZETÁRAM (input offset current) Bemeneti ofszetáram alatt azt a bemeneti szimmetrikus egyenáramot értjük, melynek hatására a műveleti erősítő kimeneti egyenfeszültsége A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 18 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata

| Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 19 ► nulla lesz. Értéke tipikusan néhány tíz nA bipoláris és egy-két pA térvezérlésű tranzisztorokkal felépített bemeneti fokozatok esetén Az ofszet feszültség és ofszet áram léte kétségtelenül hátrányos jelenség. Ne feledjük azonban, hogy a kapcsolás felélesztésekor, behangolásakor értéke finoman kinullázható A probléma ott válik kritikussá, hogy az előzőleg kinullázott ofszet nem marad változatlan. Az ofszet megváltozását driftnek nevezzük. A driftet több jelenség együtt is okozhatja. Leggyakrabban három tényező válthatja ki Ezek a hőmérséklet (#1) és a tápfeszültség (#2) változása, valamint az áramkör öregedése (#3). (Meg kell jegyezni, hogy a drift meghatározásában a szakirodalom nem egységes) (#1) A hőmérséklet változása miatt bekövetkező ofszet vándorlás oka a kapcsolást felépítő alkatrészek hőmérséklet érzékenységében keresendő.

Elsősorban az aktív alkatrészek munkapontja változik meg. A munkapontot számottevően befolyásolja többek között a bázisemitter dióda nyitóirányú feszültségének -2,2 mV/°C-os változása, a lezárt kollektor-bázis dióda záróirányú áramának exponenciális hőmérsékletfüggése, továbbá a bipoláris tranzisztorok áramerősítési tényezőjének (integrált áramköri kivitel mellett) néhány tized %/°C-os növekedése. A térvezérlésű tranzisztorok (FET-ek) szintén erősen hőmérséklet érzékeny eszközök Udo BEMENETI HŐMÉRSÉKLETI FESZÜLTSÉG DRIFT (input offset voltage drift) Bemeneti hőmérsékleti feszültség drift alatt a bemeneti ofszetfeszültségnek a környezeti hőmérséklet hatására bekövetkező megváltozását értjük. Szokásos értéke 3-10 μV/°C (A bipoláris kapcsolások ofszetje kinullázás után az alacsonyabb drift miatt alig változik, addig az eredetileg hasonló ofszettel rendelkező térvezérlésű

eszközöket alkalmazó bemeneti fokozatok – a FET-ek nagyobb hőmérséklet érzékenységéből következő nagyobb drift miatt – számottevő ofszet hibát mutathatnak a hőmérséklet megváltozása során.) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 19 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Ido Vissza ◄ 20 ► BEMENETI HŐMÉRSÉKLETI ÁRAM DRIFT (input offset current drift) Bemeneti hőmérsékleti áram drift alatt a bemeneti ofszet áramnak a környezeti hőmérséklet hatására bekövetkező megváltozását értjük. Értéke bipoláris kivitelű műveleti erősítők esetén néhány tized nA/°C, térvezérlésű eszközökből kialakított bemeneti fokozattal rendelkező műveleti erősítőknél tíz-száz pA/°C. (#2) Az ofszet-vándorlás másik oka a tápfeszültség megváltozása miatt bekövetkező

munkapont-eltolódásból ered. UdT TÁPFESZÜLTSÉG DRIFT (supply voltage sensitivity) Tápfeszültség drift alatt az 1 V tápfeszültség változás hatására bekövetkező bemeneti ofszet feszültség változást értjük. Gyakorlati értéke 10 és 100 μV/V közé esik. Ez elegendően nagy lehet ahhoz, hogy kapcsolásunk hibátlanul működjön stabilizálatlan tápfeszültségről is, de nem szabad megfeledkezni arról, hogy az előbbi, általában egyenfeszültségen mért érték a frekvencia növekedésével gyorsan romlik. (#3) A harmadik driftet okozó jelenség a kapcsolás öregedése. Általában nem találunk erre utaló katalógusjellemzőt Az ofszet feszültség az idő függvényében nagyságrendileg 1-2 μV/hónap változást mutat. Utmax MAXIMÁLIS TÁPFESZÜLTSÉG (maximum supply voltage) Az a maximális tápfeszültség érték, melyet a műveleti erősítőre adva a kapcsolás nem károsodik. Az analóg áramköri technika nagyon gyakran ± 15 V-os

tápellátást igényel, ezért a műveleti erősítők többsége – a biztonsági tartalék miatt – kb. ± 18 V-os maximális tápfeszültséget visel el károsodás nélkül. Ki kell hangsúlyozni, hogy a katalógusokban megadott Utmax értékek valóban határadatok, nem célszerű kísérletezni velük. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 20 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Utmin Vissza ◄ 21 ► MINIMÁLIS TÁPFESZÜLTSÉG (minimum supply voltage) Az a minimális tápfeszültség érték, melynél a műveleti erősítő már üzemszerűen működik. Főleg telepes vagy akkumulátorról dolgozó kapcsolások esetén nyújt értékes információt ez az adat. Léteznek olyan CMOS technológiájú műveleti erősítők, melyek már ± 0,5 V-os tápfeszültségről működnek, természetesen – elsősorban a működési

sebességet illetően – erős kompromisszumokkal. SVRR TÁPFESZÜLTSÉG ELNYOMÁSI TÉNYEZŐ (supply voltage rejection ratio) A tápfeszültség elnyomási tényező a tápfeszültség drift és az azt létrehozó tápfeszültség változás hányadosa. Ekkor μV/V-ban adják meg értékét, mely 100 μV/V körüli. Amikor dB-ben látjuk kifejezve, akkor az előző érték reciprokának hússzoros logaritmusát adják meg, és ez esetben értéke hozzávetőleg 80 dB. Ukimax MAXIMÁLIS KIMENETI FESZÜLTSÉG (maximum peak output voltage swing ) Meghatározott torzítás mellett terhelő ellenállás nélkül vagy adott terhelés esetén a kimeneti csúcsfeszültség maximális értéke. Értéke a műveleti erősítők felépítéséből következően – mivel leggyakrabban komplementer emitterkövető végfokozatot alkalmaznak – általában csak 2-3 V-ra tudja megközelíteni a tápfeszültséget. Vannak azonban MOS vagy CMOS végfokozattal rendelkező olyan un. Rail to Rail

áramkörök, melyek gyakorlatilag a tápfeszültség határokig kivezérelhetők. Ez az érték erősen függ a kimenetre kapcsolt terhelő ellenállás értékétől. A katalógusok általában grafikusan ismertetik a maximális kimeneti feszültség változását a terhelő ellenállás függvényében Ikimax MAXIMÁLIS KIMENETI ÁRAM (maximum output current) A műveleti erősítők szinte kivétel nélkül védettek a kimeneti rövidzárral szemben. Ez a rövidzár védelem megakadályozza, hogy a műveleti erősítő a megnövekedett kimeneti áram okozta disszipáció miatt tönk- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 21 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 22 ► remenjen. Mivel a szokásos tokozási formák 500-600 mW maximális disszipációra képesek, ezért – figyelembe véve a tápfeszültséget – a

műveleti erősítők maximális kimeneti áramát kb. 20-30 mA-es értékre korlátozzák. Ekkora kimeneti áramot a kapcsolás gyakorlatilag korlátlan ideig képes károsodás nélkül elviselni SR MAXIMÁLIS (kimeneti) JELVÁLTOZÁSI SEBESSÉG (slew rate) A kimeneti feszültség maximális jelváltozási sebessége a műveleti erősítők egyik legfontosabb paramétere. Értékét V/μs-ban adják meg A gyors működésre kifejlesztett műveleti erősítők ma már 10 000 V/μs-os slew rate értékre képesek. A kimeneti feszültség maximális jelváltozási sebessége külső kompenzálású áramkörök esetén jelentősen befolyásolható a kompenzáló elemekkel. (Nagyon gyakran az angol megfelelőjét használjuk akár az írott, akár a beszélt szakmai nyelvben.) fkv KIVEZÉRLÉS-HATÁRFREKVENCIA (maximum output swing bandwith) Az a maximális frekvenciaérték, melynél a kapcsolás a maximális kimeneti feszültséget (Ukimax) – adott torzítás mellett – még

szolgáltatni képes. Értéke tipikusan néhány 100 kHz A műveleti erősítők maximális kimeneti feszültsége, maximális kimeneti jelváltozási sebessége és kivezérlés-határfrekvenciája szoros kapcsolatban áll egymással, ugyanis SR = 2 ⋅ π ⋅ f kv ⋅ U ki max A maximális kimeneti feszültség változását a frekvencia függvényében a 2.8 grafikon mutatja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 22 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 23 ► 2.8 ábra A kivezérlés változása a frekvencia függvényében A kivezérlés-határfrekvenciánál gyorsabb bemeneti jelek esetén nemcsak a kimeneti jel maximális amplitúdója csökken le, hanem a kimeneti feszültség jellegzetesen torzulni is fog. Ettől a frekvenciától kezdve már a kimeneti jel a slew rate (a maximális kimeneti jelváltozási sebesség)

által korlátozott sebességgel képes csak követni a vezérlőjelet, ezért a kimeneti jel fokozatosan "háromszögesedni fog". fo NYILTHURKÚ FESZÜLTSÉGERŐSÍTÉS HATÁRFREKVENCIÁJA (open loop bandwith) Azt a frekvenciát értjük a nyílthurkú feszültségerősítés határfrekvenciáján, melynél szimmetrikus bemeneti jel mellett a műveleti erősítő visszacsatolás nélküli feszültségerősítése terheletlen kimenet vagy adott terhelő ellenállás esetén az alacsonyfrekvencián mért értékéhez képest 3 dB-lel csökken. Ez az érték gyakran meglepően alacsony, esetleg néhány Hz (29 ábra) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 23 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 24 ► 2.9 ábra A nyílthurkú feszültségerősítés frekvenciamenete kompenzálatlan és belső kompenzált műveleti

erősítő esetén A kompenzálatlan (vagy külső kompenzált) műveleti erősítők viszszacsatolás nélkül instabilak, gerjednek. Ahhoz, hogy a műveleti erősítő visszacsatolás nélkül is stabil maradjon, olyan frekvenciakompenzációt kell alkalmazni, mely egyetlen domináns töréspontot eredményez. (Ilyenek a belső kompenzált műveleti erősítők.) A több százezerszeres nyílthurkú feszültségerősítés mellett ezért ez a domináns töréspont nagyon alacsony frekvenciára esik. Egyetlen domináns törésponttal rendelkező műveleti erősítő esetén a feszültségerősítés és az ehhez tartozó határfrekvencia szorzata, az un. sávjóság állandó Például 200 000 ⋅ 5 Hz = 1 000 ⋅ 1 kHz = 1 ⋅ 1 MHz f1 EGYSÉGNYI FESZÜLTSÉGERŐSÍTÉSHEZ TARTOZÓ HATÁRFREKVENCIA (unity gain frequency) Azt a frekvenciát értjük alatta, melynél szimmetrikus bemeneti jel mellett a műveleti erősítő visszacsatolás nélküli feszültségerősítésének

abszolút-értéke terheletlen kimenet vagy adott terhelő ellenállás esetén A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 24 ► Elektronika II. Az ideális erősítő közelítése műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 25 ► egységnyire csökken. A jelenlegi áramkörök egységnyi feszültségerősítéshez tartozó határfrekvenciája a néhány száz MHz-es tartományba esik. T ÜZEMI HŐMÉRSÉKLETTARTOMÁNY (operating temperature range) Azt a hőmérséklettartományt értjük alatta, melyben a gyártó garanciát vállal arra, hogy az eszközre megadott paraméterek egy tűrésmezőn belül maradnak vagy a megadott határértéknél jobbak. A gyakorlatban három hőmérséklettartományt definiálnak. Ezek: a) 0 °C-tól + 70 °C-ig kommersz, (háztartási, otthoni) használatra szánt berendezésekhez, b) -25 °C-tól + 85 °C-ig ipari berendezések számára és c) -55

°C-tól + 125 °C-ig katonai, hadiipari felhasználásra. Sajnos minden paramétert valamennyi eszközön nem mérnek ki a gyártók, ezért különleges hőmérsékleti viszonyok között vagy nagy megbízhatósági igényekkel működő berendezések előállítása megkövetelheti a felhasználó további tesztjeit is. Számtalan egyéb katalógusjellemző létezik még az itt felsoroltakon kívül, melyekre a terjedelmi korlátok miatt nem térhetünk ki. Adott felhasználási igények esetén ezek azonban meghatározó jelentőséggel bírhatnak, mint például a zajparaméterek, a meghibásodási arány, az eszköz tranziens viselkedése vagy torzítási paraméterei, de szintén nagyon fontos paraméter az alkatrész kiviteli formája, tokozása, lábkiosztása stb. Végül, de nem utolsósorban, nem hagyhatjuk figyelmen kívül az alkatrész beszerzési költségeit vagy a szállítási feltételeket. És, bár ezek nem szigorúan műszaki kérdések, egy gyakorló mérnöknek

ismernie kell ezeket a feltételeket is. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 25 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 26 ► 3. A műveleti erősítők típusai A műveleti erősítők csoportosítása többféle szempont alapján lehetséges. Technológiai szempontból léteznek: − tisztán bipoláris (μA 709, μA 741, μA 748, μA 776, μA 777, LM 308, LM 324, OP 37, TCA 365, NE 5539, HA 2539 stb.), − bipoláris és j-FET vagy bifet (μA 740, LF 356, TL 071, TL 080, − BB 3580, HA 5160 stb.), − bipoláris és MOS-FET vagy bimos (CA 3130, CA 3140, CA 3160 stb.), − csak MOS-FET (n- és p-csatornás együtt), ezért CMOS (ICL 7610, TLC 251 , OP-80 stb.) és − hibrid (AD 515, BB 3554, BB 3583, CLC 103 stb.) műveleti erősítők. Felhasználás szerint megkülönböztetünk: − univerzális vagy általános célú (μA 741, μA 748, LM 308,

LF 356, CA 3130, CA 3160, LM 324, TL 080, OPA 27 stb.) − kis fogyasztású (LM 324, TL 061, TLC 251, ICL 7610 stb.) − kis ofszet feszültségű (μA 714, ICL 7600, OP 37, OPA 177 stb.) − kis bemenő áramú (AD 515, OPA 128, OPA 129 stb.) − kis zajú (TL 071, OPA 36 stb.) − nagy kimenő áramú (TCA 365, BB 3571 stb.) − nagy kimeneti feszültségű (BB 3580, BB 3583 stb.) − a teljes tápfeszültség határig kivezérelhető (rail to rail, pl. OPA 4340) − gyors vagy nagy sávszélességű (NE 5539, HA 2539, CLC 103, BB 3554 stb.), ezen belül − feszültség-visszacsatolt (VFB), illetve − áramvisszacsatolt (CFB), végül − speciális célú (audio, OTA, stb.) típusokat. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 26 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 27 ► Gyakran előfordul, hogy azonos típusú műveleti erősítőket különböző

tokozási formákban is beszerezhetjük (kör alakú fémtokozás, DIL 14, DIL 8, DIP 8 stb.) Sűrűn találkozhatunk olyan áramkörökkel is, melyeknél egyetlen tokban kettő, sőt négy műveleti erősítő is helyet foglal. egy (single) μA 741 CA 3160 TL 071 TLC 251 OPA 130 ICL7611 kettő (dual) μA 747 CA 3260 LM 158 TL 072 TLC 252 OPA 2130 ICL 7621 négy (quad) LM 124 TL 074, TL 075 TLC 254 OPA 4130 ICL 7641 A gyakran előforduló DIL 14 , illetve DIL 8 tokozások lábkiosztását a következő ábrák mutatják (3.1, 32, 33 és 34 ábrák): 3.1 ábra A 14, illetve a 8 lábú DIL (dual in line) tokozású, egy erősítőt tartalmazó (single) műveleti erősítők leggyakoribb lábkiosztása (NC, azaz not connected, magyarul „nincs bekötve”) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 27 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 28 ► 3.2 ábra A

14, illetve a 8 lábú DIL (dual in line) tokozású kettős (dual) műveleti erősítők lábkiosztása (NC, azaz not connected, magyarul „nincs bekötve”) 3.3 ábra A 14 lábú DIL (dual in line) tokozású, négy erősítőt tartalmazó (quad) műveleti erősítők leggyakoribb lábkiosztása A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 28 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 29 ► 3.4 ábra A 14 lábú DIL (dual in line) tokozású, négy erősítőt tartalmazó (quad) műveleti erősítők egy másik lehetséges lábkiosztása A belső kompenzált műveleti erősítők esetén a 3.1 ábrán megadott kiviteli formák esetén a komp (frekvenciakompenzálásra szolgáló) kivezetések értelmüket vesztik. A műveleti erősítők széles választékában természetesen szép számmal léteznek a fentiektől eltérő lábkiosztású erősítők is. Ezek

az eszközök gyakran valamilyen egyéb tulajdonsággal rendelkeznek (például speciális frekvenciakompenzáció vagy frekvenciamenet kialakításának lehetősége, tápáram-felvétel beállítása, az eszköz letiltása stb.), melyekhez szükség volt további kivezetésekre, illetve szükségessé tették a lábkiosztás módosítását. 3.1 CA 3095E A CA 3095E integrált tranzisztorcsoport nem tekinthető valódi műveleti erősítőnek, inkább egy kísérletnek arra vonatkozólag, hogy a félvezető elemek egy chipen történő elhelyezésével mennyiben javíthatók az erősítő paraméterei a diszkrét kivitelhez képest. A DIL 16 tokban elhelyezett alkatrészeket és a kivezetések bekötési pontjait a 35 ábra mutatja Mint látható, az eszközbe nem integráltak bele egyetlen egy passzív alkatrészt sem. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 29 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 30 ► A Q1 és Q2 tranzisztorok keskeny bázisszélességgel rendelkező un. szuper-β-jú tranzisztorok Áramerősítési tényezőjük meghaladja az ezret is. Ennek a nagyon előnyös tulajdonságnak azonban vannak hátrányos következményei is A nagyon keskeny bázisszélesség miatt a tranzisztorok normál aktív üzemmódban megszokott lezárt kollektor-bázis diódája könnyen letörik, mely az eszköz tönkremeneteléhez vezet Olyan kapcsolási megoldást kellett alkalmazni, mely megvédi Q1 és Q2 kollektorbázis diódáját a nagyobb záróirányú előfeszítéstől 3.5 ábra A CA 3095E tranzisztorcsoport A bemeneti fokozat ezért egy kaszkód differenciálerősítő kapcsolást alkot (Q1-Q2-Q3-Q4), mely a nagyfrekvenciás tulajdonságok miatt is kedvező. A D1, D2 és Q5-ből álló feszültséghatároló kapcsolási részlet (voltage limiting network – VLN) feladata, hogy a különböző vezérlések mellett se

növekedjék a Q1 és Q2 tranzisztorok kollektor feszültsége jóval a bázis feszültségek fölé és a kollektor-bázis diódák záróirányú előfeszítése ezáltal jól kézben tartható legyen. A tokozásba integrált további tranzisztorokkal (Q6-Q7-Q8) újabb erősítő fokozatok valósíthatók meg. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 30 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 31 ► Passzív elemekkel kiegészítve a fenti alkatrészekkel jó minőségű, kiszajú erősítő kapcsolást készíthetünk. Egy lehetséges összeállítást mutat a 3.6 ábra Ennek a kapcsolásnak a szuper-β-jú tranzisztoroknak köszönhetően nagy bemeneti ellenállása lesz, 20 és 50 MΩ közötti értékeket várhatunk. A bemeneti fokozat munkapontjának meghatározásához az R7-R8 feszültségosztóból kell kiindulnunk. Q2 bázisáramának elhanyagolása

mellett Q2 bázisfeszültsége 4 V körüli Így Q1 és Q2 közös emitter feszültsége ennél egy nyitott bázis-emitter diódányi feszültséggel alacsonyabb Az R1 ellenálláson ezért 8,5 μA-es áram alakul ki. A kaszkód differenciálerősítő egyik-egyik ágán kb. 4-4 μA fog folyni. Q1 és Q2 legalább ezres áramerősítési tényezője esetén ezen tranzisztorok bázisárama kisebb lesz 4 nA-nél! A nagyon alacsony munkaponti áramok mellett a tranzisztorok meredeksége is kicsi lesz. Ahhoz, hogy az erősítés mégse csökkenjen jelentősen, nagy kollektor ellenállást – R2-t – kellett alkalmazni, ez esetben 820 kΩ-t. 3.6 ábra Erősítő kialakítása a CA 3095E tranzisztorcsoport elemeinek felhasználásával A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 31 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 32 ► A bemeneti fokozat kimeneti

ellenállása R2 miatt nagy, ezért a következő fokozat egy közös kollektoros impedancia illesztő kapcsolás, Q5 tranzisztorral. Ennek feszültségerősítése közel egységnyi A jel innét a Q6-Q7 tranzisztorokra kerül, mely aszimmetrikusan vezérelt differenciálerősítőnek tekinthető. A kimenet a Q7-es közös bázisú tranzisztor kollektora lesz A kapcsolás kimeneti ellenállása a negatív soros feszültségvisszacsatolás miatt 400 ohm alatti. A kapcsolás feszültségerősítését is az R6-R7-R8 visszacsatoló hálózat határozza meg, mely [2 MΩ + (100 kΩ x 200 kΩ)] / (100 kΩ x 200 kΩ) = 31,3 Ez kb. 30 dB-es feszültség erősítésnek felel meg Az erősítő határfrekvenciája 50 kHz 3.2 μA 709 (Fairchild) Az első integrált műveleti erősítőket a Texas Instruments (SN 521, 1962-ben) és a Fairchild (μA 702, 1963-ban) hozta létre. Az 1965-ben megjelent μA 709 a μA 702 továbbfejlesztett változata. Míg a μA 702 kizárólag npn tranzisztorokkal

készült, a μA 709 már két pnp tranzisztort is tartalmazott. Az egyik egy laterális pnp tranzisztor (Q9), a másik pedig vertikális kialakítású (Q13). A μA 709 kapcsolási rajzát a 37 ábra mutatja A kapcsolás bemeneti fokozata a Q1 és Q2 tranzisztorokból felépülő differenciálerősítő. Ennek áramgenerátora a Q11-es tranzisztorból és az R9-es ellenállásból áll. A differenciálerősítő terhelését az R3 és R4 ellenállások alkotják a következő fokozat bemeneti ellenállásával együtt. A fokozat feszültségerősítése kb. 15 Az első differenciálerősítőt egy újabb, de már Darlington tranzisztor-párokból kialakított differenciálerősítő követi. Tagjai a Q3-Q5 és a Q4-Q6 tranzisztorok. Áramgenerátorként a Q10-es tranzisztor szolgál R7 és R8 ellenállásokon keresztül. Q10 a Q11-es tranzisztor áramtükör párja, azonban az R9 ellenállás miatt Q11 kevésbé van nyitva, mint Q10, ezért az első differenciálerősítő kisebb

árammal dolgozik. Ez a nagyobb bemeneti ellenállás miatt lényeges A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 32 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 33 ► 3.7 ábra A μA 709-es műveleti erősítő Az első differenciálerősítő kis munkaponti áramát és az ezzel járó alacsony meredekséget nagy kollektor ellenállásokkal igyekeztek pótolni a megfelelő feszültségerősítés elérése érdekében. A nagy kollektorellenállások azonban megnövelték a fokozat kimeneti ellenállását Ezt a hátrányt csak Darlington kialakítású és ezért nagy bemeneti ellenállású következő fokozattal lehetett kiküszöbölni. A diódának kapcsolt Q15-ös tranzisztor hőkompenzáló szerepet tölt be. Ez a fokozat kb százszoros erősítéssel bír. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 33 ► Elektronika

II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 34 ► A második differenciálerősítő Q7-tel együtt fázisösszegzőként viselkedik, melynek kimeneti jele a Q8-as, egyszeres erősítésű közös kollektoros, impedancia illesztő kapcsolásra kerül. Q8 emitteréről a jel Q9 laterális pnp tranzisztorra jut, mely közös bázisú beállításban hajtja meg a Q12-es közös emitteres tranzisztort. Innen jelentős feszültségerősítés után a B-osztályban működő komplementer végfokozatra kerül a jel, melyet a Q13 és Q14 tranzisztorok alkotnak. A B-osztályú beállítás miatt a kimenet két bázis-emitter diódányi holtzónával rendelkezne, de ez az R14-es ellenállással megvalósított negatív párhuzamos feszültség-visszacsatolás miatt 50 mV-ra csökken. A kimeneti fokozat nagyon rövid ideig (egy-két másodpercig) elviseli a kimeneti rövidzárat, de a kimeneti tranzisztorok fokozott

melegedése miatt az eszköz gyorsan tönkremehet. A kapcsolást a stabil működés érdekében frekvenciakompenzációval kell ellátni. Erre három lehetőség is kínálkozik: • az 1-es és 8-as kivezetések közé kötött kapacitással vagy R-C körrel, • az 5-ös és a 6-os kivezetések közé kapcsolt kapacitással, és/vagy • a bemenettel párhuzamosan (2-es és 3-as kivezetések közé) kapcsolt R-C elemekkel. Az összefüggések részletes megadása meghaladja e jegyzet kereteit. A μA 709 főbb katalógusadatait az alábbi táblázat tartalmazza: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 400 kΩ 150 Ω 92 dB 1 mV 0,25 V/μs 4 kHz A táblázatban megadott maximális kimeneti jelváltozási sebesség (SR, slew rate) és a kivezérlés határfrekvencia (fkv) adatok a visszacsatolt, egyszeres feszültségerősítés esetére értendők. Ezek az adatok a kapcsolás frekvencia-kompenzációjával jelentősen javíthatók. A μA 709-ben ofszet nullázásra nincs lehetőség. Nagy

hátránya még, hogy feszültségkövetőként alkalmazva – amikor a kimenet közvetlenül az invertáló bemenetre kapcsolódik – reteszelődés következik be (latch up). A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 34 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 35 ► 3.3 μA 741 (Fairchild) A 3.8 ábrán a μA 741-es műveleti erősítő elvi felépítését láthatjuk A kapcsolás három részegységre bontható: a fázisösszegző bemeneti fokozatra, a közös emitteres főerősítő fokozatra és a komplementer emitterkövető végfokozatra. Ez a kialakítás sok későbbi műveleti erősítő mintájául szolgált. 3.8 ábra A μA 741 elvi felépítése A μA 741 részletesebb kapcsolási rajzát a 3.9 ábra mutatja A bemeneti fokozat a Q1-Q8 tranzisztorokból épül fel Q1 és Q2 npn tranzisztorok közös kollektoros beállításban működnek

Szerepük elsősorban a nagy áramerősítés a nagy bemeneti ellenállás kialakítása mellett. Róluk a jel a Q3, illetve a Q4-es pnp tranzisztorok emitterére kerül, melyek közös bázisú alapkapcsolások. (Ezek valójában az áramerősítési tényező stabilizálása miatt un szegmensvisszacsatolt laterális pnp tranzisztorok) Összességében a Q1-Q3 és a Q2-Q4 tranzisztorpárok komplementer kaszkód kapcsolások, melyekről tudjuk, hogy nagyfrekvenciás tulajdonságaik jobbak, mint az egyszerű közös emitteres kapcsolásnak. E két pár tranzisztorból áll a bemeneti differenciálerősítő, mely ebben a formájában a szinteltolás feladatát is ellátja. (Egyenfeszültség erő- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 35 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 36 ► sítőnek csak npn tranzisztorokat alkalmazva – és egymás után sorba

kötve őket – a kimeneti potenciál egyre pozitívabb lenne, ezért valahol szinteltolásra lenne egyébként szükség.) A komplementer kaszkód differenciálerősítő (Q1-Q2-Q3-Q4) áramgenerátora a Q8-as, diódának kötött tranzisztor. (A Q8-Q9 áramtükörre még visszatérünk) A bemeneti differenciálerősítőnek több MΩ differenciális ellenállású aktív terhelése van (Q5-Q6-Q7), mely egyben egy precíz kivitelű áramtükör is. Így a Q8 áramgenerátor, a Q1-Q2-Q3-Q4 differenciálerősítő és a Q5-Q6-Q7 áramtükör együtt fázisösszegző kapcsolást alkotnak. 3.9 ábra A μA 741 műveleti erősítő belső kapcsolási rajza A bemeneti fokozat lehetőséget teremt az ofszet hiba kiegyenlítésére a Q5, illetve Q6 tranzisztorok emitter körében elhelyezett 1 kΩ-os ellenállások segítségével. A kapcsolási megoldást a 310 ábra mutatja Az alkalmazott potenciométer értéke általában az emitter ellenállások tízszerese. Az R3 ellenállásra azért

van szükség, mert egyébként a Q7-es tranzisztor nagyon alacsony munkaponti árama bizonytalanná tenné az áramtükör működését. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 36 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 37 ► 3.10 ábra Az ofszet hiba kiegyenlítése a μA 741 esetén A jel útját tovább követve a Q4-Q6 közös kollektoráról a Q16-Q17 Darlington tranzisztorpárra jutunk. Ez a megoldás nagy bemeneti ellenállásával biztosítja, hogy az első fokozat terhelése kedvezőbb legyen (ne legyen terhelve). A Q16-Q17 tranzisztorpár tekinthető a kapcsolás főerősítőjének Az alapvetően közös emitteres kialakítás aktív terhelésre dolgozik, mely a Q13-as áramgenerátorból áll A μA 741-nél jelenik meg először a chipre integrált kompenzáló kapacitás. Mivel a kondenzátor kialakítása a chip felületén nagyon sok helyet

foglal el (tehát költséges), ezért igyekeztek, hogy kapacitását és frekvenciamenetre gyakorolt hatását minél jobban kihasználják. Ebben a második, nagy feszültségerősítésű fokozatban a bemeneti és a kimeneti pont közé kapcsolt 30 pF – Miller-kondenzátorként viselkedve – több százszorosára transzformálódik. Hatására a teljes kapcsolás frekvenciamenete egyetlen törésponttal rendelkezik majd, mely biztosítja egyszeres feszültségerősítés mellett is a stabil működést. Ez a kapacitás azonban korlátozza a kapcsolás kimeneti feszültségének maximális jelváltozási sebességét, a "slew rate"-et. Vezérlés nélküli állapotban a bemeneti differenciálerősítő egyik-egyik ágán kb. 10-10 μA folyik. A fázisösszegzés miatt a teljesen egyik oldalára billentett fokozat maximálisan kb. 20 μA-rel képes tölteni a kompenzáló 30 pF-os kapacitást A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 37

► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 38 ► A második fokozat kimeneti feszültségváltozása ezért maximálisan 20 μA / 30 pF ≈ 0,6 V /μs lesz legjobb esetben. Gyakorlatilag ez jelenik meg a teljes erősítő kimenetén is, mert a végfokozat feszültséget már nem, csak áramot erősít A jel útja a második, főerősítő fokozatról a komplementer emitterkövető végfokozatra vezet, melyet a Q14-es npn és a Q20-as pnp tranzisztorok alkotnak. A fokozat AB-osztályú munkapont beállításáról a Q18-as tranzisztor gondoskodik az R6 és R7-es ellenállásokkal együtt. Ez a megoldás holtzóna nélkül, jó hatásfokkal képes szolgáltatni a kimeneti jelet, mely közel szimmetrikus kivezérelhetőség mellett a terheléstől függően 2-3 V-ra képes megközelíteni a tápfeszültséget. A végtranzisztorok a kimeneti rövidzárral szemben védettek. Ha Q14-es emitter árama

veszélyesen megnőne, akkor ez az R11-es ellenálláson olyan feszültségesést eredményezne, mely elérve a Q15-ös tranzisztor nyitófeszültségét, nyitásba vezérelné Q15-öt. Így Q14-es bázisáramának egy része Q15-ön folyna keresztül és megakadályozná Q14 további áramnövekedését, ezáltal melegedését és tönkremenetelét. A másik végtranzisztor, Q20-as védelméről – közvetve – a Q19-es tranzisztor és az R9-es ellenállás gondoskodik Ezek megakadályozzák a főerősítő fokozat túlvezérlését és ezáltal Q20 túlmelegedését A teljes kapcsolás erőteljes kísérletet tesz arra, hogy csökkentsük a passzív elemek számát és növeljük az aktív elemek mennyiségét. A korábbi áramkörökben általában nagyszámú, olcsó passzív elemet és kevés, drága aktív eszközt láthatunk Ez jellemzi az elektroncsövek és a diszkrét aktív elemek korszakát is. Jelentős változást hozott azonban a planár technológia bevezetése, mert

itt a passzív elemek relatíve magasabb költséggel állíthatók elő, mint az aktív alkatrészek. Ugyanebbe az irányba hatott, hogy a passzív alkatrészek integrált kivitelben csak erősen korlátozott értéktartományt vehettek fel, és paramétereik is erősen szórtak. (Relatív, egymáshoz viszonyított értékeik általában jók voltak, de valódi értékük gyakran 20 %-nál is jobban eltért a névlegestől.) Az aktív alkatrészek azonban, mivel egyazon technológiai lépéssorozatban készültek, nagyon hasonló paramétereket mutattak Mindez együttvéve oda vezetett, hogy a műveleti erősítők munkapontját áramtükör-láncokkal igyekeztek beállítani. A μA 741 munkaponti áramait döntően a diódának kapcsolt Q12 és Q11 tranzisztorok és az R5-ös ellenállás határozzák meg. Az R5-ön eső feszültség éppen két bázis-emitter dióda nyitófeszültségével kisebb, mint a A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 38

► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 39 ► tápfeszültség tartomány. ±15 V-os tápfeszültséget feltételezve ezért a rajta folyó áram kb. 700 μA lesz Q12 továbbá Q13 áramtükör-párja is, így a főerősítő fokozat szintén kb. 700 μA árammal jár Q10 és Q11 szintén áramtükör pár, de áttételük nem egy az egyes. Q10 bázis-emitter feszültsége kisebb az R4 ellenálláson eső feszültség miatt, ezért Q10 kevésbé nyitott, kollektor árama kisebb lesz, csak kb. 20 μA. Gyakorlatilag ez az áram folyik Q9-es és ezért Q8-on is A munkaponti áramokkal kapcsolatos a bemeneti fokozat egy további érdekes tulajdonsága is. Tételezzük fel, hogy a bemenetekre növekvő feszültségű közös vezérlést adunk! Ekkor Q1 és Q2 a nyitás irányába halad, rajtuk nagyobb áram szeretne folyni. Ez csak úgy lehetséges, ha Q3 és Q4 árama is nőne, ami

feltételezné ezen – egyébként alacsony áramerősítési tényezővel rendelkező – tranzisztorok bázisáramának a növekedését is. Ez viszont csak Q9 áramának a rovására nőhetne meg, mivel Q10 áramgenerátor. Q9 áramának csökkenése viszont Q8 áramának a csökkenéséhez vezet, ami Q1 és Q2 áramát is csökkenteni igyekszik Ez a negatív visszacsatolás a közös vezérlőjelek hatásának erőteljes elnyomását idézi elő, tehát jobb CMRR értéket eredményez. A μA 741 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 2 MΩ 75 Ω 106 dB 1 mV 0,5 V/μs 6,1 kHz 3.4 μA 748 (Fairchild) A μA 748-as műveleti erősítő a μA 741-es kapcsolás belső kompenzáló kapacitás nélküli párja. A belső frekvenciakompenzálás megkíméli ugyan a felhasználót a kompenzáló hálózat elkészítésétől, de gyakran feleslegesen korlátozza a kapcsolás sebességét (slew rate-jét)

és erősítését a magasabb frekvenciatartományokban. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 39 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 40 ► A belső kompenzáló kapacitás hiánya szükségessé tette a külső kompenzálás lehetőségének megteremtését, azaz két új kivezetést az eszköz tokozásán. Ez a korábbi lábakkal együtt már kilenc kivezetést jelentett volna, mely nem illeszthető a gyakran alkalmazott DIL 8 tokozási formába. Ezért a μA 741-nél megismert ofszet-kompenzáció módosításával itt három kivezetés szolgál az ofszet- és a frekvenciakompenzálás külső alkatrészeinek csatlakoztatására. Ez azzal a jelentős hátránnyal járt, hogy az ofszet kompenzálás a jel útjába került és csak nagyimpedanciás potenciométer használható hozzá, mely járulékos zajforrásként viselkedik. 3.11 ábra A μA

748 belső kapcsolási rajza A μA 748 katalógusadatai megegyeznek a μA 741-ével azzal a különbséggel, hogy a különböző külső frekvenciakompenzálási megoldásokkal a kapcsolás sávszélessége és maximális kimeneti jelváltozási sebessége (slew rate-je) javítható. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 40 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 41 ► 3.5 μA 777 (Fairchild) A μA 777-es műveleti erősítő a μA 748-as továbbfejlesztett változata. Felépítését a 312 ábrán láthatjuk A bemeneti fokozat csak a kapcsolási rajzon egyezik meg, valójában Q1 és Q2 tranzisztorok precízebb kialakításával – kisebb munkaponti áramokkal – nagyobb bemeneti ellenállást és kisebb ofszet és drift paramétereket sikerült elérni. További jelentős változás, hogy a bemeneti fázisösszegző kapcsolást (Q1-től Q8-ig) egy

közös kollektoros impedancia leválasztó fokozat követi (Q16). Ezután a jel a Q17-es aktív terheléses (Q13) közös emitteres főerősítő fokozatra kerül. 3.12 ábra A μA 777 belső kapcsolási rajza Ezt a fokozatot egy újabb, de itt már pnp tranzisztoros közös kollektoros kapcsolás (Q22) illeszti a komplementer végfokozathoz (Q14-Q20). Ezzel a megoldással tovább növekedett a kapcsolás feszültség-erősítése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 41 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 42 ► A Q22-es multiemitteres tranzisztornak ezen kívül más feladata is van. Második emitter-bázis diódája megakadályozza a főerősítő fokozat (Q17) telítésbe kerülését egy esetleges túlvezérlés által. A kapcsolás végfokozatának AB-osztályú munkapont beállítását Q18-Q19-R10 komplexum végzi. Q14 rövidzár védelmét

Q15-R6 látja el, míg a Q20-as tranzisztort a Q21-R12-Q24-Q23 lánc védi meg egy esetleges túlmelegedés miatti tönkremeneteltől. A μA 777 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 10 MΩ 100 Ω 108 dB 0,7 mV 0,5 V/μs 6,1 kHz Nem árt ha tudjuk, hogy a gyártók a μA 777-nek szánt, de annak paramétereit (mindenben) teljesíteni nem tudó példányokat μA 748-ként forgalmazzák, ha egyébként a μA 748-ra előírt feltételeknek megfelel. 3.6 μA 776 (Fairchild) A μA 741 univerzális kialakítása és alkatrészkészletének teljes integrálása nem adott módot a kapcsolásban rejlő lehetőségek teljes körű kihasználására. Ehhez hozzá kellett volna férni a kapcsolás belső részeihez, elsősorban a munkapont beállításhoz Ezt az igényt igyekezett kielégíteni a μA 741 alkatrészkészletére épülő μA 776-os műveleti erősítő Kapcsolási rajzát a 313 ábra mutatja A

leglényegesebb eltérés az eddigi kapcsolásokhoz képest, hogy a 8-as lábon hozzáférhetünk a kapcsolás ágáramait meghatározó áramtükörlánchoz. A 8-as lábat egy ellenálláson keresztül a földre kapcsolva szabadon szabályozhatjuk a kapcsolás számtalan nagyon fontos paraméterét, mint a bemeneti ellenállást, a nyílthurkú feszültségerősítést, a kimeneti feszültség maximális jelváltozási sebességét (a slew rate-et), a sávszélességet, a tápáram felvételt és ezzel a kapcsolás fogyasztását stb. Sőt, a tápáram megszüntetésével analóg kapcsolót is kialakíthatunk, és analóg multiplexert építhetünk segítségével A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 42 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 43 ► 3.13 ábra A μA 776-os műveleti erősítő A μA 776 bemeneti fokozata a már jól ismert komplementer

kaszkód differenciálerősítő kapcsolás, melyet a Q1-Q3-Q2-Q4-Q5-Q6 és Q14-es tranzisztorok alkotnak. Az áramtükör kialakítása itt nem annyira precíz, mint az előző két kapcsolás esetében. A jel a fázisösszegző kimenetéről a Q7-es közös kollektoros impedancia illesztő tranzisztorra kerül, majd a Q8-as szinteltoló dióda segítségével a Q9-es főerősítőre jut. Q9 aktív terhelésre (Q12) dolgozó közös emitteres kapcsolás nagy feszültségerősítéssel. A Miller-elvet kihasználva itt történik a frekvenciakompenzálás is. A megfelelő szintre erősített jel a Q9 kollektoráról a komplementer emitterkövető végfokozatra kerül. Az AB-osztályú munkapont beállítása a Q21-Q22 és R3 alkatrészek feladata, melyek hőkompenzált feszültséggenerátort képeznek A végfokozat mind aktív (Q23-R4, illetve Q24-R8), mind passzív (R5-R6-R7) rövidzár védelemmel rendelkezik. Természetesen a passzív rövidzár védelem jelentősen megnöveli a

kapcsolás kimeneti ellenállását. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 43 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 44 ► 3.14 ábra A μA 776 műveleti erősítő szimmetrikus bemeneti ellenállásának (a), nyílthurkú feszültségerősítésének (b) és slew rate-jének (c) változása az Is áram függvényében A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 44 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 45 ► A 8-as láb és a föld közé kapcsolt ellenálláson a pozitív tápfeszültségnél egy bázis-emitter diódányival (Q17) kevesebb feszültség fog esni. Q17 árama Q13 áramtükör páron keresztül jut az impedancia illesztő és szinteltoló Q7-Q8 tranzisztorokhoz, és Q12 szintén áramtükör páron át a

főerősítőhöz (Q9). Q16 is ebbe az áramtükör-láncba kapcsolódik és árama Q18-Q19-Q15 tranzisztorokon át határozza meg a bemeneti fokozat Q14-es áramgenerátorának munkapontját. A 8-as lábon beállított Is áram a 3.14/a, b és c ábrákon látható módon befolyásolja a kapcsolás szimmetrikus bemeneti ellenállását, nyílthurkú feszültségerősítését és slew rate-jét. A kisebb munkaponti áramok mellett a bipoláris tranzisztorok bázis-emitter diódáinak differenciális ellenállása nő (re=UT/IE), ezért a tranzisztorok h11 paraméterei (h11= rBB+[β+1]⋅re) is nagyobb értéket vesznek fel. Ez maga után vonja a bemeneti differenciálerősítő szimmetrikus bemeneti ellenállásának növekedését is. Ez látható a 314/a ábrán A nagyobb munkaponti áramok a bipoláris tranzisztorok meredekségét növeli (gm= α⋅IE/UT), ez pedig egyre nagyobb feszültség-erősítést eredményez, mert mind a közös emitteres (hidegített), mind a közös

bázisú kapcsolások feszültségerősítése egyenesen arányos a gm-mel. Ez a folyamat egy meghatározott munkaponti áram mellett maximumot ér el, ahogy azt a 3.14/b ábrán láthatjuk A munkaponti áram értéke erősen befolyásolja a kapcsolás kimeneti feszültségének jelváltozási sebességét is. Ezt mutatja a 314/c ábra A szinte teljesen lineáris kapcsolatot az magyarázza, hogy a munkaponti áram növekedésével együtt nő a kompenzáló kapacitás töltésére szolgáló áram értéke is, mely a slew rate-t döntően meghatározza. (SR ≈ Io / Ckomp) 3.7 LM 108 (National Semiconductors) A műveleti erősítők bemeneti ellenállását úgy is növelni lehet, hogy a bemeneti fokozatot un. keskenybázisú tranzisztorokkal indítjuk, melyek áramerősítési tényezője a több ezret is elérheti. Az ilyen tranzisztorokat szuper-β-ú tranzisztoroknak is hívjuk. Egy erre az ötletre épített műveleti erősítőt, az LM 108-at láthatjuk a 3.15 ábrán A

dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 45 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 46 ► 3.15 ábra Szuper-β-ú tranzisztorokat (Q1, Q2 és Q17) alkalmazó LM 108 műveleti erősítő Ahogy a mérnöki gyakorlatban megszokhattuk, az előnyös tulajdonságok sajnos gyakran más paraméterek romlásához vezetnek, vagy nem várt problémákat vetnek fel. Ez a helyzet ezzel a műveleti erősítővel is. A Q1 és Q2 szuperβ-ú tranzisztorokból kialakított bemeneti differenciálerősítő kis munkaponti áramok (kb 3-3 μA áganként) mellett minden korábbinál kedvezőbb bemeneti ellenállással rendelkezik, mely névlegesen 70 MΩ. Q1 és Q2 nagyon keskeny bázisvastagsága elég komoly feladat elé állította a technológusokat is, de a fő gondot mégsem ez jelentette. A keskeny bázis miatt ezek a tranzisztorok nagyon érzékenyek a kollektor-bázis

dióda záróirányú előfeszítésének értékére. Egy, esetleg néhány V elegendő lehet a tranzisztor tönkremeneteléhez. Ezért kellett a kapcsolási rajzon látható összetett megoldást alkalmazni. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 46 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 47 ► Q1 a Q5-tel, míg Q2 a Q6-os tranzisztorral kaszkód kapcsolást ad, négyen együtt pedig kaszkód differenciálerősítőt alkotnak. A Q1-Q2 közös emittere és a Q5-Q6 közös bázisa közé kapcsolt Q17 (szuper-β-ú) és Q18 pnp tranzisztorok – a CA 3095E kapcsoláshoz hasonlóan – feszültséghatároló szerepet töltenek be. Ennek köszönhető, hogy Q1 és Q2 kollektorai csak pár 10 mV-ra távolodhatnak el Q1, illetve Q2 bázisfeszültségétől, ezért ezeknek a diódáknak a letörésétől nem kell tartani A normál aktív működéshez szükséges

pozitívabb kollektor feszültséget a Q17 és Q18 tranzisztorokon átfolyó nagyobb áram (kb. 15 μA), és ezáltal a rajtuk eső nagyobb feszültségesés biztosítja. A szimmetrikus bemeneti jelekkel szemben ez a megoldás nem nyújt védelmet, ezért ezt a feladatot a Q3 és Q4-es tranzisztorok látják el. (Az már újabb problémát jelent, hogy ezek a tranzisztorok is védelemre szorulnak egy-egy soros ellenállással, ha a rajtuk átfolyó áram meghaladná a 10 mA-t.) A kis áramok miatt a bemeneti fokozattól nem várhatunk nagy erősítést. A jel a Q5-ös és Q6-os tranzisztorok kollektoráról szimmetrikusan megy tovább Q7 a Q9-cel, míg Q8 a Q10-es tranzisztorral alkot áramtükör párt, ezért ezeken keresztül a jel a Q9-Q10 második differenciálerősítőre jut. Ennek közös emitter áramát az R3 ellenállás szolgáltatja, miközben ennek a differenciálerősítőnek aktív áramtükör terhelése van Q13 és Q14 tranzisztorokkal. A teljes második fokozat

ezért fázisösszegző kapcsolásként viselkedik. Itt van lehetőségünk a kapcsolás frekvenciamenetének beállítására is a Q10 bázis-kollektor körébe kívülről elhelyezett kompenzáló kapacitással. A kapcsolás végfokozata a már ismert komplementer emitterkövető Q15 és Q16 tranzisztorokkal, melyek a Q11 és Q12 diódának kötött tranzisztorok által meghatározott AB-osztályú munkapontban üzemelnek. A 315 ábrán ugyan nem látható, de a kapcsolás aktív rövidzár védelemmel rendelkezik, mely kb. 5 mA-re korlátozza a maximális kimeneti áramát az erősítőnek Ugyanilyen felépítésű az LM 108 két "testvére", az LM 208 és az LM 308 is. A különbség abban mutatkozik, hogy az LM 108 a rá előírt katalógusadatoknak a teljes -55°C-tól +125°C-ig terjedő hőmérséklettartományban megfelel és ezért katonai alkalmazásokra ajánlott. Az LM 208 ezeket a paramétereket csak -25 °C-tól +85 °C-ig teljesíti, és ezért ipari

berendezésekben célszerű használni őket. Míg az LM 308 a rá jellemző eleve gyengébb paramétereket is csak a 0 -70 °C-os tartományban mutatja, ezért csak kommersz célokra ajánlott A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 47 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 48 ► Az LM 108 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 70 MΩ 500 Ω 110 dB 0,8 mV 0,2 V/μs 2 kHz 3.8 μA 740 (Fairchild) A μA 740 volt az első nagy szériában gyártott műveleti erősítő, melynek bemenetét p-csatornás j-FET-ek segítségével alakították ki. Megjelenésekor nagy misztikum övezte, hiszen egyes paraméterei korábban elképzelhetetlenül jó értékeket mutattak. Kapcsolási rajzát a 317 ábrán láthatjuk. 3.16 ábra A μA 740-es műveleti erősítő belső

felépítése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 48 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 49 ► A μA 740 felépítése nagyon hasonlít a μA 741-es erősítő kapcsolásra. A főerősítő, a frekvenciakompenzálás és a végerősítő kapcsolási megoldása teljesen a μA 741-ből lett átvéve. A különbség a bemeneti kör kialakításában azonban jelentős. A vezérlőjelet a J1 és J2 záróréteges térvezérlésű tranzisztorok (j-FET-ek) fogadják, melyek közel egységnyi erősítésű közös drain-ű beállításban üzemelnek. A bemeneteken található lezárt p-n átmenetek 10 pA nagyságrendű szivárgási árama miatt a kapcsolás szimmetrikus bemeneti ellenállása 1012 ohm, ami 1 millió MΩ! Ekkora értéket bipoláris tranzisztorokkal még álmodni sem lehetett. A j-FET-ek aktív source-ellenállása a Q5 és Q7

áramgenerátorok. A FET-ek source-éről a jel egy differenciálerősítőre kerül (Q3 és Q4), melyek közös áramgenerátora Q6, aktív terhelése pedig a Q8-Q9-Q10 tranzisztorokból kialakított precíziós áramtükör. Így ez a fokozat tulajdonképpen egy fázisösszegző kapcsolás, melynek kimenete vezérli a már ismert főerősítő fokozatot. Ennek a fázisösszegző fokozatnak a munkaponti árama már semmilyen hatással nincs a bemeneti ellenállásra, ezért annak nagy értéken való tartása miatt nem kell alacsony munkaponti áramokkal dolgoznia. A megnövelt áramok jelentősen felgyorsították az áramkör működését és megnövelték a fokozat feszültségerősítését is. Kb. 90-100 μA áram folyik a differenciálerősítő egyik-egyik ágán, azaz tízszer akkora, mint a μA 741 esetében. Mivel a kompenzáló kapacitás nem változott, a kapcsolás slew rate-je éppen egy nagyságrenddel nőtt, 6 V/μs lett. (SR = Io/Ckomp ≈ 180 μA/ 30 pF = 6 V/μs) A

teljes műveleti erősítő nyílthurkú feszültségerősítése pedig 10 dB-lel lett magasabb. Sajnos a j-FET-ek alkalmazása hátrányos tulajdonságokkal is együtt járt. Az előnyös nagy bemeneti ellenállás és nagyon kicsi bemeneti áram mellett – a bemeneti fokozat (elsősorban a j-FET-ek) aszimmetriája miatt – romlott a közösjel-elnyomási tényező, egy nagyságrenddel nagyobb lett az ofszet, és – szintén a j-FET-ek nagyobb hőmérsékletfüggése miatt – 5-10-szeresére nőtt a drift is. Az ofszet hiba kiegyenlítése a bemeneti j-FET-ek áramgenerátorainak source körében található R1 és R3 ellenállások párhuzamos söntölésével végezhető el. Ezért a potenciométer középleágazását itt a pozitív tápfeszültségre kell kötni. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 49 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 50

► A μA 740 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 1012 Ω 75 Ω 120 dB 10 mV 6 V/μs 60 kHz 3.9 LF 356 (National Semiconductor) Az LF 356 szintén j-FET bemenetű műveleti erősítő. Nagy slew rate-je miatt a 80-as évek kedvelt áramköre volt. Felépítését a 317 kapcsolási rajz mutatja 3.17 ábra Az LF 356 műveleti erősítő belső kapcsolási rajza A bemeneti differenciálerősítőt J1 és J2 p-csatornás j-FET-ek alkotják. Közös áramgenerátoruk Q1 multikollektoros tranzisztor, terhelésük J10 és J11 szintén p-csatornás j-FET-ek, melyek áramgenerátorként vannak kapcsolva (UGS = 0 V). A FET-ek alkalmazásával a szimmetrikus bemeneti ellenállás itt is 1012 ohm. A munkaponti áramokat a bemeneti ellenállástól függetlenül állíthatták nagyobbra (áganként 60-60 μA-re), mely a kapcsolást jól érzékelhetően felgyorsította. A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 50 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 51 ► A jel szimmetrikusan halad tovább a Q6 és a Q9 közös kollektoros impedancia illesztő tranzisztorokra, majd a Q7 és Q8 tranzisztorokból álló második differenciálerősítőre. Ennek közös áramgenerátora a Q13-as tranzisztor. (Q12 szerepe a közösjel-elnyomási tényező növelése) Fázisösszegzést itt sem találunk A jel Q8 kollektoráról aszimmetrikusan halad tovább a végfokozat felé. Q2-es közös kollektoros kapcsolásban működő tranzisztor vezérli a Q3-as speciális kvázikomplementer végfokozat felső tagját. A gyengébb minőségű pnp tranzisztorok kiváltása érdekében p-csatornás j-FET-et (J5-öt) használtak, mely vezérlés szempontjából pnp-jellegűvé teszi a J5-Q10-Q11 láncot. D1 az AB-osztályú munkapont beállítása miatt szükséges J9

áramgenerátor D6-Q15 áramtükör segítségével a J5 FET áramát szolgáltatja. A teljes kapcsolás munkapontjának beállításában még a J4 FET, továbbá a D4-Q13 és a D5-Q14 áramtükrök segítenek. A kimenettel sorba kapcsolt 25 ohmos ellenállás a Q4-es tranzisztorral együtt a rövidzár védelemről gondoskodik. Lezárják Q2-t, ha a kimeneti áram által az R1-en ejtett feszültség nagyobb lenne Q4 bázisemitter diódájának nyitófeszültségénél Ez Iki ≈ 25-30 mA-es értékénél következik be. A kapcsolás ofszet hibájának kiküszöbölésére a J7 és J8 FET-ek szolgálnak. Gate-jük a pozitív tápfeszültségre kapcsolódik, míg source-uk a tokozás 1-es és 5-ös kivezetésén hozzáférhető. (318 ábra) A gate-source feszültségek egy 25 kΩ-os potenciométerrel állíthatók be. (A potenciométer középleágazása a pozitív tápfeszültségre kell, hogy kapcsolódjon) 3.18 ábra Az LF 356 ofszet hibájának kiegyenlítése A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 51 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 52 ► Az LF 356 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 1012 Ω xΩ 106 dB 3 mV 12 V/μs 200 kHz Az LF 356 műveleti erősítő valójában egy teljes áramkörcsalád egyik tipikus képviselője. Valamennyiükre jellemző az alacsony zaj, a kis drift- és ofszetfeszültség. kis tápáram nagy "slew rate" nagy sávszélesség katonai LF 155 LF 156 LF 157 ipari LF 255 LF 256 LF 257 kereskedelmi LF 355 LF 356 LF 357 Az első sorban felsorolt típusok (LF 15x) katonai célú felhasználásra is alkalmasak, mert az előírt paramétereket széles hőmérséklettartományban (-55°C-tól +125°C-ig) képesek teljesíteni. Természetesen ezek a legdrágábbak. Az ipari kivitel (LF

25x) ugyanezeket az előírásokat már csak a -25°C − +85°C-os tartományban garantálja. A kereskedelmi forgalomra szánt egyedek (LF 35x) 0 – 70°C között teljesítik az előírásokat Ezek lényegesen olcsóbban az előző két csoport tagjainál. Ez persze nem jelenti azt, hogy e harmadik csoportbeli áramkörök nem lennének használhatók a szélesebb hőmérséklettartományban is, de ilyenkor mindig tekintetbe kell venni a paraméterek romlásából eredő változásokat, és mérlegelni kell hatásukat a kapcsolás működésére. A paraméterek alulméretezése hibás működéshez vezet, míg a paraméterek felesleges szigorítása jelentős költségekkel jár A tervező feladata helyesen dönteni a lehetséges kompromisszumok között A gyártó természetesen igyekszik, hogy valamennyi általa készített eszköz az első csoportba kerüljön. Mondhatni úgy is, hogy csak ilyet gyárt Tesztelés után azonban lesznek olyanok, melyek nem felelnek meg ugyan az

első csoport szigorúbb előírásainak, de teljesítik a második csoport kö- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 52 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 53 ► vetelményeit. Ezek lesznek a 2 csoport tagjai Amelyek itt is alulmaradnak, de még paramétereik elérik a kereskedelmi forgalomra előírt követelményeket, azok kerülnek a 3 csoportba A többi selejt lesz Ha nincs kifejezetten igényünk a nagy sávszélességre és a nagy slew rate-re, de kisebb fogyasztású eszközt szeretnénk, akkor az LF x55 oszlop tagjai közül célszerű választanunk. Ezek tápáram felvétele 5 mA helyett csak 2 mA, de ezért cserébe egy lassúbb működésű áramkört kapunk. Ennek a kapcsolásnak a slew rate-je tipikusan 5 V/μs Lehet olyan igényünk is, hogy a minden körülmények közötti stabilitást áldozzuk fel a gyorsabb működés érdekében

úgy, hogy elhagyjuk a kapcsolásból a kompenzáló kapacitást. (Valójában C1-et 10 pF-ról 5 pF-ra, míg C2-t 10 pF-ról 2 pF-ra csökkentjük.) Ekkor jutunk az LF x57-es sorozathoz, melynek slew rate-je tipikusan 50 V/μs, sávszélessége pedig 20 MHz. 3.10 TL 071 (Texas Instruments) 3.19 ábra A TL 071 műveleti erősítő belső felépítése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 53 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 54 ► A Texas Instruments a jól bevált kapcsolási elvekre építve készítette el saját, j-FET bemenetű műveleti erősítőit. Ennek egyik tipikus képviselője a TL 071, melynek kapcsolási rajzát a 319 ábra mutatja A kapcsolás bemeneti fokozata egy p-csatornás j-FET-ekkel (J1 és J2) felépített differenciálerősítővel indul, mely biztosítja a 1012 ohm nagyságrendű szimmetrikus bemeneti ellenállást,

továbbá elvégzi a szinteltolás feladatát is. A differenciálerősítő áramgenerátora a Q4 pnp tranzisztorból és az R1 ellenállásból álló kapcsolás. A differenciálerősítő terhelése a Q1-Q2-Q3 npn tranzisztorokból felépített precíziós áramtükör. Az áramgenerátor, a differenciálerősítő és az áramtükör együtt fázisösszegző kapcsolást alkot, melynek kimeneti jele már aszimmetrikusan vezérli a Q5-ös tranzisztort. Az áramkör ofszet nullázása a már ismert módon az 1-es és 5-ös kivezetések közé kapcsolt, középleágazását tekintve a negatív tápfeszültségre kötött potenciométerrel elvégezhető. A fázisösszegző jelét a Q5-ös, közös kollektoros, impedancialeválasztó tranzisztor fogadja, majd annak emitteréről a Q6-os, közös emitteres főerősítőre kerül a jel. A nagy feszültségerősítést a Q9 áramgenerátor, mint a közös emitteres kapcsolás aktív terhelése biztosítja A feszültségét tekintve már a

kimeneti szintre erősített jelet a komplementer emitterkövető végfokozat (Q11 és Q12) juttatja a kimenetre. Ennek AB-osztályba történő beállítása a Q7-Q8-as tranzisztorokkal, valamint az R7-es ellenállással történik. A kapcsolás rövidzár védelmét – R8, R9 (64-64 ohmos) és R11 (128 ohmos) ellenállásokkal – passzív úton oldották meg. Ez nyilván jócskán megnövelte a kimeneti ellenállást, ezért ennek értékéről a katalógus szemérmesen hallgat. A kapcsolás munkapontjának beállítására egy nagyon precíz referencia-feszültségforrást alakítottak ki. A J3-as n-csatornás j-FET gatesource feszültségét egy Zéner-dióda állítja be, ezáltal a FET-en átfolyó áram nagyon stabil lesz. Ugyanakkor ez a stabil áram a Zéner-diódán jól meghatározott feszültséget hoz létre, mely egyben a FET gate-source feszültsége is. Ez a kapcsolási részlet határozza meg a további munkapont beállító tranzisztoroknak, azaz Q13-nak, Q10-nek,

Q9-nek és Q4-nek is az áramát. A bemeneti differenciálerősítőt kiszolgáló Q4 áramgenerátor árama kisebb, mert Q4 bázis-emitter feszültsége az R1 ellenállás miatt kisebb, ezért ez a tranzisztor kevésbé nyitott Q9 és Q10 áramtükör párjainál. A kapcsolás frekvenciamenetét és így stabilitását is – a főerősítő feszültségerősítését kihasználva – a C1 Miller-kapacitással állították be. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 54 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 55 ► A D1 dióda feladata, hogy megakadályozza a főerősítő telítésbe kerülését, annak esetleges túlvezérlésekor. A TL 071 nagyon sok előnyös tulajdonsággal rendelkezik. Bemeneti impedanciája, sávszélessége, slew rate-je tiszteletreméltó Ami mégis kiemeli a többi műveleti erősítő közül, az a kapcsolás kis zaja és

nagyon alacsony harmonikus torzítása. (lásd 320 ábra) Ezen tulajdonságai miatt ez a műveleti erősítő nagyon népszerű a hangfrekvenciás áramköröket nagy gonddal építő és megszállott hangzáshűségre törekvők között. 3.20 ábra A TL 071 harmonikus torzítása a frekvencia függvényében A TL 071 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 1012 Ω nincs adat 106 dB 3 mV 13 V/μs 100 kHz A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 55 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 56 ► 3.11 CA 3140 (RCA) A nagy bemeneti ellenállás elérése és a gyengébb minőségű pnp tranzisztorok kiváltása nem csak p-csatornás j-FET-ekkel lehetséges. Ehhez persze meg kellett oldani a p-csatornás MOS-FET-ek integrálhatóságát a bipoláris planár technológiával

együtt Ez elsőként az RCA-nak sikerült Több típus közül itt kettőt mutatunk be Elsőként a CA 3140-nel ismerkedünk meg, melynek kapcsolási rajza a 3.21 ábrán látható 3.21 ábra A CA 3140 MOS-FET bemenetű műveleti erősítő kapcsolási rajza A kapcsolás két darab, differenciálerősítőnek kapcsolt p-csatornás MOS-FET-tel kezdődik, melyek Q9 és Q10 tranzisztorok. Ezekben az eszközökben a gate és a drain-source csatorna közé nagyon vékony szilícium-dioxid van integrálva, mely szinte szakadást biztosít az 1,5 TΩ (1,5 ⋅1012 ohm) ellenállásával. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 56 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 57 ► A sztatikus töltések okozta átütésektől és ezáltal az eszköz azonnali tönkremenetelétől a D3, D4 és D5 Zéner-diódák védik meg a gate-ket. A differenciálerősítő áramát a

Q2-Q5 kaszkód áramgenerátor szolgáltatja, melynek differenciális ellenállása minden eddig bemutatott megoldásnál nagyobb. Ezzel nagyon jó közösjel-elnyomási tényezőt sikerült elérni A differenciálerősítő terhelését a Q11-es és Q12-es tranzisztorokkal kialakított áramtükör adja. (Ezek emitterkörében van lehetőség – a szokott módon – az ofszet kinullázására) A bemeneti fokozat tehát itt is egy fázisösszegző kapcsolás, mely a nagy munkaponti áramok (áganként kb. 100-100 μA) ellenére mindössze 10-szeres erősítéssel rendelkezik. Ennek oka a MOS-FET-ek kicsi meredeksége A fázisösszegző bemeneti fokozatról a jel a főerősítőre kerül, mely szintén egy közös emitteres kapcsolás Q13-as npn tranzisztorral. Az aktív terhelés gyanánt szolgáló Q3 és Q4-es kaszkód áramgenerátor hatalmas differenciális ellenállása miatt azonban ez a fokozat önmagában közel tízezerszeres (!) erősítést produkál. Igaz, ehhez szükség

volt egy, a főerősítőt a végfokozat felé illesztő közös kollektoros kapcsolás beiktatására is, Q17es tranzisztorral. A frekvenciakompenzációt a főerősítő látja el a Miller-elv kihasználásával a C1= 12 pF-os kapacitás segítségével. A kapcsolás végfokozata, melynek feszültségerősítése egységnyi, teljesen mellőzi a pnp tranzisztorokat. A Q18-as tranzisztor nyitásakor a kimenet pozitív irányba mozdul el. A Q18-on folyó áram lesz ekkor a műveleti erősítő kimeneti árama A befelé mutató áram elnyelésére azonban Q18 nem alkalmas. A kimenetről az áramkörbe befolyó áramot 2 mA-ig a Q15-ös tranzisztor vezeti el. A Q15-ös tranzisztor tulajdonképpen egy 2 mA-es áramgenerátorként funkcionál. Nagyobb áramok esetén Q16 is besegít, melyet a D6 diódán (áramtükör Q16-tal) keresztül a Q21-es p-csatornás MOS-FET vezérel. Q21 akkor nyit, ha gate feszültsége – mely egyben a kimeneti feszültsége is a kapcsolásnak – 0 V alá

csökken, vagyis ha a kimenet negatív lesz. A kimeneti fokozat rövidzár védelmét a Q19-es tranzisztor látja el. A kapcsolás munkaponti áramainak beállítását a 3.21 ábra bal felső sarkában látható komplexum végzi Ez szabályozza mind a Q2-Q5, mind pedig a Q3-Q4 áramgenerátorok áramát. Ennek köszönhető, hogy a kapcsolás nyílthurkú feszültségerősítése a ± 2 V − ± 22 V tartományban gyakorlatilag független a tápfeszültségtől. A kimeneti jel a "STROBE" kivezetésen keresztül letiltható. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 57 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 58 ► A CA 3140 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 1,5 TΩ 60 Ω 100 dB 0,8 - 5 mV 7 V/μs 100 kHz 3.12 CA 3160 (RCA) A CA 3160 műveleti erősítő

egyesíti a bipoláris és a MOS technológia előnyeit. Áramkörkészletéből teljesen hiányzik a pnp bipoláris tranzisztor, viszont megtalálható benne a MOS-FET-ek mindkét típusa, az nés a p-csatornás is Felépítése sok tekintetben hasonlít a CA 3140-re, de végfokozata egészen új megoldást alkalmaz. Kapcsolási rajzát a 322 ábra mutatja. Bemenete p-csatornás MOS-FET-ekből kialakított differenciálerősítővel kezdődik (Q6 és Q7), melyek szintén védettek a sztatikus átütésekkel szemben (D5, D6 és D7 által). Áramgenerátora, mely kb 200 μA áramot szolgáltat, két darab kaszkód kialakítású p-csatornás MOS-FETből áll (Q2 és Q4). A Q9 és Q10 áramtükörpárral együtt a bemeneti differenciálerősítő fázisösszegző fokozat alkot, melynek feszültségerősítése a FET-ek alacsony meredeksége miatt mindössze ötszörös. Ofszet nullázásra itt is van lehetőség A Q11-es közös emitteres npn tranzisztor viszont önmagában kb.

6000-szeres feszültségerősítésre képes. Aktív terhelése a Q3 és Q5 pcsatornás MOS-FET-ekből álló nagy differenciális ellenállású áramgenerátor A frekvenciakompenzálás itt R-C taggal történik szintén kihasználva a Miller-elvet A kapcsolás legérdekesebb része a kimeneti fokozat. Nem a megszokott komplementer emitterkövető megoldást választották A kimeneten látható Q8 p-csatornás és Q12 n-csatornás MOS-FET-ek kimenete ugyanis a közös drain, tehát ezek a tranzisztorok közös source-ú kapcsolásban dolgoznak és ezért feszültségerősítésük sem egységnyi, hanem kb. 30. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 58 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 59 ► 3.22 ábra A CA 3160 műveleti erősítő belső felépítése A kimenet másik érdekessége a rövidzár védelmi megoldás. Első ránézésre nem látunk sem

passzív, sem aktív védelmet, a rövidzár mégsem teszi tönkre a kapcsolást. A FET-ek drain-source csatornaellenállása ugyanis úgy lett kialakítva, hogy azok néhány száz ohmos ellenállásán csak korlátozott áram kb. 20-30 mA folyhat maximálisan Az ez által termelt hőt pedig képes a tokozás károsodás nélkül eldisszipálni. A kapcsolás munkaponti áramainak beállítását a 3.22 ábra bal felső sarkában látható kapcsolási részlet végzi A D1-D2-D3-D4 diódaláncon kb. 2,4 V esik A Q1 FET gate-source feszültsége kicsit kevesebb 2 V-nál Mivel a D8 Zéner-dióda 8,3 V-os, ezért az R1 40 kΩ-os ellenállásra kb. 4 V esik. A rajta átfolyó áram így kb 100 μA Ekkora áram folyik át Q1-en is. Mivel Q2 csatornaszélessége éppen kétszerese a Q1-ének (miközben gate-source feszültségük azonos), ezért Q2-n 200 μA fog folyni. Ez folyik A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 59 ► Elektronika II. A

műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 60 ► át Q4-en is, tehát ekkora lesz a bemeneti differenciálerősítő áramgenerátorának az árama. Hasonló megfontolásból szintén 200 μA lesz a főerősítő (Q11) munkaponti árama is. A CA 3160 műveleti erősítő legfontosabb katalógusadatait az alábbi táblázat foglalja össze: Rbes Rki Auo Ubo SR fkv 1,5 TΩ n x 100 Ω 110 dB 0,8 - 6 mV 10 V/μs 100 kHz Két CA 3160 egy tokba építve CA 3260 típusszámmal szerezhető be, míg a CA 3160 külső kompenzált párja a CA 3130 típusjelű műveleti erősítő. 3.13 ICL 7610 (Intersil) A bipoláris tranzisztorok nagy sűrűségben nehezen integrálhatók, mert szükség van a tranzisztorokat egymástól elválasztó szigetek kialakítására, mely helyigényes. A MOS eszközöket nem kell egymástól elszigetelni, a kapcsolás nagyon kis helyen elfér. Mindez lehetővé teszi az integráltsági fok

növelését és egyidejűleg több tíz-száz műveleti erősítő felhasználását bonyolultabb integrált áramkörökben. A C-MOS technológia jól illeszthető a digitális kapcsolástechnikához is, mint például az analóg-digitál (ADC), digitál-analóg (DAC) konverterek, vagy a digitális jelfeldolgozó processzorok (DSP) esetén. A C-MOS kapcsolások ezen felül alacsony fogyasztással széles tápfeszültség tartományban üzemeltethetők. Most egy olyan műveleti erősítővel ismerkedünk meg, mely teljesen C-MOS technológiára épül. Ilyen az Intersil által gyártott ICL 7610, melynek kapcsolási rajza a 3.23 ábrán látható Az ICL 7610 műveleti erősítő bemeneti fokozata egy fázisösszegző kapcsolás, mely M1, M2 n-csatornás MOS-FET differenciálerősítőből, I1 áramgenerátorból és M3, M4 p-csatornás MOS-FET áramtükörből áll. Aszimmetrikus kimeneti jele az M5 és M8 FET-ek gate-jeit vezérli. I2 áramgenerátor miatt M5 és M6 áramainak

összege állandó, vagyis amennyivel nő M5 árama, M6-é annyival kell, hogy csökkenjen. Így M5 és M6 vezérlése ellentétes. Ebből következik, hogy az M6-M7, illetve az M9-M10 áramtükrökön keresztül M8 és M10 vezérlése is ellentétes lesz. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 60 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 61 ► 3.23 ábra Az ICL 7610-es műveleti erősítő Az M8 p-csatornás és az M10 n-csatornás végtranzisztorok közös source-ú kapcsolásban dolgoznak és közös drain-jük egyben a kapcsolás kimenete. A C kapacitásnak frekvenciakompenzáló szerepe van Az ICL 7610 már ± 0,5 V-os tápfeszültség mellett működőképes, ami telepes táplálás esetén nagyon előnyös lehet. Igaz a kapcsolás ekkor nagyon lassú, csak 0,016 V/μs maximális kimeneti jelváltozási sebességre képes. 3.14 Chopper-stabilizált

műveleti erősítők (folyamatos ofszet-kiegyenlítés) A 3.24 ábrán látható kapcsolás szintén C-MOS technológiájú Jellegzetessége az automatikus ofszefhiba-kiegyenlítés, melyet a kapcsolási rajzon látható három kapcsoló egyidejű, periodikus zárásával érnek el. A zárás pillanatában a kondenzátorok olyan értékre töltődnek fel, melyek biztosítják az ofszet mentes kimeneti feszültséget. Ezzel a megoldással a kapcsolás hőmérsékleti driftje nagyon alacsony lett, ofszetje csak 0,01 μV- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 61 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 62 ► ot változik fokonként. (Egy átlagos műveleti erősítő hőmérsékleti driftje 1-10 μV/ °C.) A kapcsolók típustól függően néhány száz Hz - néhány kHz frekvenciával záródnak, mely éles intenzitással jelentkezik a kapcsolás

zajspektrumában. Emiatt ez a megoldás hangfrekvenciás erősítőkben nem ajánlott. 3.24 ábra Műveleti erősítő automatikus ofszerhiba-kiegyenlítéssel Chopper-stabilizált műveleti erősítő például az ICL 7600, az SN 72088, a HA 2905, a Philbrick 1340, vagy a TL 089 is. Ez utóbbi erősítő különlegessége még a rendkívül nagy, 175 dB-es nyílthurkú feszültségerősítés. Ekkora erősítés ofszetkiegyenlítés nélkül egyébként értelmetlen lenne A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 62 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 63 ► 3.15 CA 3080 (RCA) (műveleti meredekség erősítő, OTA) A műveleti erősítők egyik különleges csoportját alkotják azok az integrált áramkörök, melyek az eddig megszokott feszültség-bemenet és feszültség-kimenet helyett feszültség-bemenettel, de áram-kimenettel rendelkeznek.

Ezeknek az áramköröknek a legjellegzetesebb paramétere tehát nem a feszültségerősítése lesz, hanem a kimeneti áram és a bemeneti feszültség hányadosa, azaz a transzfer admittanciája, ha úgy tetszik meredeksége. Elnevezésük is erre utal: műveleti meredekség erősítők Angol nevük rövidítése alapján gyakran OTA (operational transconductance amplifier) néven említjük őket. A műveleti meredekség erősítők legismertebb képviselője a CA 3080-as integrált áramkör. Működésének jobb megértése érdekében tekintsük először a 325 ábrán látható egyszerűsített helyettesítő képet A kapcsolás itt is egy differenciálerősítő fokozattal indul. Ennek közös emitterköri áramgenerátorának árama azonban kívülről vezérelhető. 3.25 ábra A CA 3080 műveleti meredekség erősítő egyszerűsített helyettesítő képe A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 63 ► Elektronika II. A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 64 ► A differenciálerősítő aktív terhelését jelentő áramgenerátorok áramai – többszörös tükrözés után – egy fázisösszegző kapcsolásban végződnek. A részletesebb kapcsolási rajz a 3.26 ábrán található A bemeneti differenciálerősítőt a Q1 és Q2 tranzisztorok alkotják. Q4 áramgenerátor Q3 tranzisztorral áramtükröt alkot. Q3 diódának kötött tranzisztor áramát külső elemekkel állíthatjuk be, például ellenállással a föld vagy a pozitív tápfeszültség irányába, tekintetbe véve, hogy Q3-on egy bázis-emitter diódányi feszültség esik, illetve Q3 áramát akár külső kapcsolással vezérelhetjük is. 3.26 ábra A CA 3080 műveleti meredekségerősítő belső felépítése A folyamatos szabályozás (hasonlóan a μA 776 műveleti erősítőhöz) kihatással van a kapcsolás szinte összes paraméterére. Ezek közül a

legfontosabbak a bemeneti ellenállás, mely a munkaponti áramok növekedésével csökken, a meredekség, mely a munkaponti áramok növekedésével közel lineárisan nő, a maximális kimeneti áram, mely szintén arányosan nő a munkaponti árammal és a kimeneti ellenállás, melynek értéke a munkaponti áramok függvényében csökken, viszont több nagyságrendnyi esés után is legalább 10 MΩ (!) nagyságrendű. (327 ábra) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 64 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 65 ► 3.27 ábra A CA 3080-as műveleti meredekség erősítő paramétereinek változása a munkaponti áram függvényében A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 65 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 66 ►

Q3 folyamatos szabályozásával analóg szorzóáramkör alakítható ki a CA 3080-as integrált áramkörrel, mely modulátorokban, demodulátorokban tette elterjedtté alkalmazását. Q3 tranzisztor áramának ki-be kapcsolása lehetővé teszi a CA 3080-as analóg kapcsolóként való alkalmazását, mely széleskörű felhasználhatóságot eredményez az analóg multiplexerek, mintavevő-tartó áramkörök, analóg-digitál és digitál-analóg konverterek területén is. Q1 tranzisztor aktív terhelése a Q5-Q6-Q7-Q8 tranzisztorokból álló precíziós áramtükör bal oldali ága. A jobb oldali ág árama egy újabb precíziós áramtükröt vezérel, melynek tagjai Q13-Q14-Q15. Q2 aktív terhelése a Q1-éhez hasonlóan a Q9-Q10-Q11-Q12 precíziós áramtükör bal oldali ága. A jobb oldali ág árama tehát megegyezik Q2 áramával, miközben az alsó (Q13-Q14-Q15) áramtükör jobb oldali ága Q1 áramával azonos A kimenet felé ezért az áramkör fázisösszegző

kapcsolásként viselkedik Mivel a differenciálerősítő S meredeksége So = α ⋅ I0 4 ⋅U T , ezért a fázisösszegzés miatt a teljes kapcsolás meredeksége So = α ⋅ I0 2 ⋅U T lesz. Adott fogyasztó (Rf) esetén tehát a kapcsolás feszültségerősítése az alábbi képlettel számolható: Auo = α ⋅ I0 2 ⋅UT ⋅ Rf Műveleti meredekség erősítő még a CA 3060 (3 db CA 3080-as), az LM 13600, a VA703, az NE5517 stb. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 66 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 67 ► 3.16 Áramvisszacsatolt műveleti erősítők (current feedback, CFB) Az elmúlt évtized egyik nagy kapcsolástechnikai újdonsága az áramvisszacsatolt műveleti erősítők megjelenése volt. Az áramvisszacsatolt műveleti erősítő elvi modellje a 3.28 ábrán látható 3.28 ábra Az áramvisszacsatolt (CFB) műveleti

erősítő elvi modellje Az áramvisszacsatolt műveleti erősítők belső felépítése lényegesen eltér az előzőekben részletesen tárgyalt feszültség-bemenetű és feszültségkimenetű műveleti erősítőktől. Ennek ellenére az így kialakult kapcsolásokat gyakorlatilag ugyanolyan áramköri környezetben lehet és kell használni, mint az előző műveleti erősítőket. Legnagyobb előnye ennek az új kapcsolástechnikának a lényegesen nagyobb sávszélesség, a nagy kimeneti jelváltozási sebesség (slew rate) és a nagyon gyors időbeli viselkedés (beállási idők, felfutás, lefutás stb.) Ilyen áramkörök alkalmazása mellett nem ritka a 10 000 V/μs-os, azaz 10 V/ns-os slew rate sem. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 67 ► Elektronika II. A műveleti erősítők típusai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 68 ► Az áramvisszacsatolt műveleti erősítők

nem-invertáló bemenete nagy impedanciával fogadja az ide érkező jelet, melyet egységnyi erősítéssel, kis impedancián megjelenít az invertáló bemeneten. Az invertáló bemeneten megjelenő iINV áram vezérli a kapcsolás feszültségvezérelt kimenetét, azaz a teljes kapcsolás tekinthető áramvezérelt, feszültség-kimenetű erősítőnek. Ennek jellemző paramétere a transzfer impedancia, ZT. Ideális esetben ez végtelen nagy értéket vesz fel Gyakorlatilag, főleg alacsonyfrekvencián, tekinthetjük a kapcsolást ilyennek. Az egyszeres feszültségerősítés miatt uo megegyezik ube2-vel. A közel végtelen nagy transzfer impedancia miatt, véges kimeneti feszültség esetén, iINV lényegesen kisebb lesz, mint az R1 vagy az R2 ellenálláson folyó áram. Ebből következően az R1-en befolyó (i-) és az R2-n visszacsatolt (iv) áram között a következő kapcsolat írható fel az invertáló bemenetre alkalmazott csomóponti törvény értelmében: i− + iv

+ iINV = 0 , de mivel iINV << iv és iINV << i− i− + iv ≈ 0 , azaz i− ≈ −iv Aszimmetrikus vezérlés esetén, amikor ube2 = 0 ube1 u ≈ − ki vagyis R1 R2 Auv = uki R ≈− 2 ube R1 A kapott eredmény teljesen azonos a (következő fejezetben részletezett) invertáló alapkapcsolással, melyet a feszültség-bemenetű műveleti erősítőkre kaphatunk. Egy áramvisszacsatolt műveleti erősítő egyszerűsített belső kapcsolási rajzát a 3.29 ábra mutatja A kapcsolás nem-invertáló bemenete kettős és emellett dupla közös kollektoros kapcsolásnak tekinthető az invertáló bemenet irányába. A felső ágon a Q1-Q3, míg az alsó ágon a Q2-Q4 kettős látható emitterkövető beállításban. Feszültségerősítésük egységnyi A nem-invertáló bemenet bemeneti ellenállása a közös kollektoros kapcsolások miatt nagy, A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 68 ► Elektronika II. A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 69 ► viszont az invertáló bemenet nagyon alacsony impedanciás lesz. Az iINV áram, tehát az invertáló bemeneten kifolyó áram, a Q3-as és a Q4-es tranzisztorok emitter áramának különbsége lesz. Vegyük észre, hogy a Q5-Q7-Q9 pnp, valamint a Q6-Q8-Q10 npn tranzisztorok precíziós (un. Wilson-) áramtükröt alkotnak Ezért Q9 tranzisztor árama meg fog egyezni Q3-éval és Q10 árama azonos lesz Q4-ével 3.29 ábra Az áramvisszacsatolt műveleti erősítő belső kapcsolási rajza Q13 és Q14 közös bázispontján ennek a két áramnak a különbsége jelenik meg, ami nem más, mint iINV. Ez az áram fogja vezérelni a kapcsolás kimeneti fokozatát Q13 és Q14 közös kollektoros kapcsolások, akárcsak a kimeneti Q15 és Q16 komplementer emitterkövető végfokozat tranzisztorai. A teljes lánc feszültségerősítése tehát egységnyi, de a parányi iINV nagy kimeneti

feszültséget eredményez, azaz ez a kapcsolási részlet nagy transzfer impedanciával rendelkezik. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 69 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A műveleti erősítők típusai Vissza ◄ 70 ► A kapcsolás frekvenciamenetét lényegében meghatározó C kapacitás a tranzisztorok bázis-kollektor kapacitásának az összege, mely a Q9 és Q10 tranzisztorok kimeneti ellenállásával, valamint a Q13 és Q14 tranzisztorok bemeneti ellenállásával kapcsolódik párhuzamosan. Mivel ezek az értékek 100 kΩ nagyságrendűek, a négy tranzisztor bázis-kollektor kapacitásának eredője pedig mindössze néhány pF, ezért az általuk meghatározott töréspont néhány 100 kHz-re esik. Ez azonban a visszacsatolás nélküli határfrekvencia, mely a visszacsatolás mértékében jelentősen emelkedik. Ezért van az, hogy ezek a kapcsolások nagyon gyors

működésűek és sávjóságuk (mely a feszültségerősítés és a hozzá tartozó maximális átviteli frekvencia szorzata) több GHz is lehet. Áramvisszacsatolt műveleti erősítők például az EL 2022, a CLC 404, a CLC 300, az AD 9610, vagy az OPA 658 integrált áramkörök. Természetesen a műveleti erősítők teljes típusválasztékát lehetetlen volna e jegyzet keretein belül felsorolni. Az itt vázolt erősítők inkább tendenciájukban jellemzik ezen áramkörök fontosabb fejlődési irányait További nagyon fontos kiegészítés, hogy az ebben a fejezetben ismertetett kapcsolások inkább csak egyszerűsített helyettesítő képeknek, esetleg a könnyebb megértést segítő funkcionális vázlatoknak tekinthetők. A valódi kapcsolást és technológiai leírást gyakran a gyártó szigorú titokként kezeli. Ha lenne is pontos kapcsolási rajza az áramkörnek, annak részletekbe menő funkcionális analizálása lehetetlen lenne a technológia ismerete

nélkül és viszont. A műveleti erősítőt alkatrészként kezelő tervezőmérnök számára azonban sokat segíthet a belső felépítés ismerete, mert ennek birtokában képes a maximumot kihozni az áramkörből. Habár ennyire magas követelményeket nem minden esetben támasztunk a készülő áramkörrel szemben, nagyon fontos, hogy a felhasználás előtt a kiválasztott műveleti erősítők katalógusadatait aprólékosan elemezzük, és a megadott katalógusadatok mérési körülményeit is tisztázzuk. Fel kell hívni a figyelmet arra is, hogy egy adott típus kiválasztása mellett nem csak műszaki paraméterek, hanem gazdasági tényezők mérlegelésére is szükség van vagy lehet. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 70 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 71 ► 4. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A

következőkben, ha erre nem hívjuk fel külön a figyelmet, mindig ideális műveleti erősítőt tételezünk fel a kapcsolások elemzése során. Az ideális tulajdonságok közül itt kettő nagyon lényeges. Ezek: ha a kapcsolás ideális, akkor bemeneti ellenállása végtelen nagy, ebből pedig következik, hogy a bemeneti áram elhanyagolhatóan kicsi. Azaz sem az invertáló (-), sem a neminvertáló (+) bemeneten áram a műveleti erősítőbe nem folyik ideális esetben a műveleti erősítő feszültségerősítése végtelen nagy. Ha a kimeneti feszültség véges, akkor ebből következően az invertáló és a nem-invertáló bemenetek között feszültségkülönbség nem lehet, vagyis azonos potenciálon lesznek (Kicsit gyakorlati szemmel, de műszakilag pongyolábban fogalmazva ez azt jelenti, hogy a műveleti erősítő igyekszik a kimenetét úgy beállítani, hogy a bemenetek között ne alakuljon ki feszültségkülönbség. Természetesen erre csak megfelelő

negatív visszacsatolás és adott paramétertartományok mellett képes.) E két szabályt szem előtt tartva a műveleti erősítővel kialakított kapcsolások jelentős része követhető, működése megérthető. 4.1 Feszültségkövető, elválasztó erősítő A műveleti erősítő kimeneti jelét összekötve az invertáló bemenettel és vezérlésre a nem-invertáló bemenetet használva egy nagy bemeneti ellenállású és nagyon kicsi kimeneti ellenállású egységnyi erősítésű kapcsolást kapunk. (41 ábra) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 71 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 72 ► 4.1 ábra Feszültségkövető, elválasztó erősítő Mivel a visszacsatolás miatt u − = u ki és a nagyon nagy erősítés miatt u+ = u− ezért u + = u ki vagyis a kapcsolás feszültségerősítése egy. Az erőteljes

visszacsatolás jelentősen megsokszorozza a bemeneti szimmetrikus ellenállás értékét, ezért a közös bemeneti ellenállás már nem lesz elhanyagolható a pontos számítások esetén. Mindez azonban összességében akkora bemeneti ellenállást eredményez, melyet gyakorlatilag végtelennek tekinthetünk Soha ne felejtsük el azonban, hogy egyrészt a valódi műveleti erősítők csak egészen alacsony frekvenciákon tekinthetők közel ideálisnak, másrészt valójában bemeneti impedanciáról kellene beszélnünk, mely a bemeneti kapacitást is magában foglalja A kimeneti ellenállás – szintén a feszültség-visszacsatolás miatt – nagyon alacsony lesz, értéke a tized ohm nagyságrendjébe esik. Ez a kialakítás kitűnő elválasztást eredményez két fokozat között. Gyakran alkalmazzuk olyan esetekben, amikor csak nagy impedanciával lehet egy szűrőáramkör, oszcillátor stb. kapcsolás kimeneti jelét a következő fokozat felé továbbítani, mert

például a terhelő ellenállás erősen módosítaná a szűrő frekvenciamenetét vagy az oszcillátor rezgési frekvenciáját A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 72 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 73 ► 4.2 Fázist nem fordító (nem-invertáló) alapkapcsolás A fázist nem fordító (nem-invertáló) alapkapcsolás a 4.2 ábrán látható. Ideális műveleti erősítőt feltételezve a végtelen nagy erősítés miatt u+ = u− és u be = u A Az erősítő bemenete a végtelen nagy bemeneti ellenállás miatt szakadásnak tekinthető, ezért az A pont feszültsége az alábbi feszültségosztó képlettel adható meg: R1 uA = ⋅ uki R1 + R2 4.2 ábra Fázist nem fordító (nem-invertáló) alapkapcsolás A fenti egyenletekből a visszacsatolt feszültségerősítés (Au*) már kifejezhető: R1 ube = ⋅ uki , melyből R1 + R2

uki R1 + R2 R = = 1 + 2 , így ube R1 R1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 73 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Au = 1 + * Vissza ◄ 74 ► R2 R1 Az R1 és R2 ellenállások negatív soros feszültség-visszacsatolást valósítanak meg, aminek kihatása van a kapcsolás bemeneti és kimeneti ellenállására is. A nem-invertáló alapkapcsolás bemeneti ellenállása az Rbe = 2 ⋅ Rbek × (Rbes ⋅ (1 + H )) * képlettel adható meg, ahol H a hurokerősítés. A műveleti erősítők közös bemeneti ellenállása legalább két nagyságrenddel nagyobb, mint a szimmetrikus bemeneti ellenállás, ezért az Rbe* értéke bipoláris bemenetű műveleti erősítőt alkalmazva is 108 ohm nagyságrendjébe várható. A kimeneti ellenállás a feszültség-visszacsatolás miatt a műveleti erősítő eredetileg kb. 100 ohm nagyságrendű kimeneti

ellenállását a hurokerősítés arányában csökkenti, ezért ennek értéke gyakran a tized ohmot sem éri el. R * Rki = ki ME 1+ H Az ofszet és a drift csökkentése miatt célszerű olyan kialakítást alkalmazni, melynél a műveleti erősítő két bemenete azonos generátorellenállásokat lát. (Ilyen kapcsolást mutat a 43 ábra) Ez akkor teljesül, ha R0 = R1×R2. 4.3 ábra Az ofszet csökkentése R0 ellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 74 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 75 ► Abban az esetben, ha a műveleti erősítő nyílthurkú feszültségerősítése valamilyen okból már nem tekinthető végtelennek (de a bemeneti ellenállás még az), akkor a nem-invertáló és az invertáló bemenetek között uo feszültségkülönbség lesz. (lásd 44 ábra) 4.4 ábra A véges feszültségerősítésből

eredő hiba ube − u o = u A = R1 ⋅ u ki R1 + R2 u ki = Au ⋅ u o és E két egyenletből ube − u ki R1 = ⋅ u ki Au R1 + R2 (R1 + R2 ) ⋅ ube = R1 ⋅ u ki + R1 + R2 ⋅ uki Au ⎞ ⎛ (R1 + R2 ) ⋅ ube = u ki ⋅ ⎜⎜ R1 + R1 + R2 ⎟⎟ ⎝ Au ⎠ R1 + R2 R + R2 R1 + 1 Au A fenti képlet Au ∝ esetén visszaadja az ideális esetre meghatározott összefüggést. Au = * u ki = ube A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 75 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 76 ► Abban a speciális esetben, ha az R1 ∝ és R2 0, akkor a neminvertáló alapkapcsolásból a feszültségkövető, elválasztó erősítőt (lásd. 41 ábra) kapjuk vissza. 4.3 Fázisfordító (invertáló) alapkapcsolás Az invertáló alapkapcsolást a 4.5 ábrán láthatjuk 4.5 ábra A fázisfordító (invertáló) alapkapcsolás Ideális

műveleti erősítő esetén a végtelen nagy erősítés miatt az invertáló és a nem-invertáló bemenetek között feszültségkülönbség nem lesz. Ugyanakkor abból az ideális tulajdonságból, hogy az erősítő bemeneti ellenállása végtelen nagy, az következik, hogy a műveleti erősítő invertáló és nem-invertáló bemenetére áram nem folyik. (R0-on áram nem folyik, rajta feszültségesés sem tapasztalható, u+ feszültsége 0 V lesz.) Mindebből követezően az invertáló bemenet virtuális földpontnak tekinthető. Ekkor az invertáló bemenetre felírt csomóponti törvény értelmében: i1 + i2 = 0 Mivel i1 = ube R1 és i2 = A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató uki , R2 ezért Vissza ◄ 76 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 77 ► ube uki + =0 R1 R2 uki = − Au = * R2 ⋅ ube R1 uki R =− 2 ube R1 Ideális

esetben tehát a kapcsolás feszültségerősítését – az erősítő paramétereitől függetlenül – az R1 és R2 ellenállások határozzák meg. Az R2-es ellenállás negatív párhuzamos feszültség-visszacsatolást valósít meg, mely kiegészül az R1 ellenállás bemeneti feszültséget árammá alakító hatásával. Az invertáló alapkapcsolás bemeneti ellenállása gyakorlatilag R1, mert az invertáló bemenet virtuális földpont. Rbe = R1 * A pontosabb számításokhoz (véges erősítős, de végtelen bemeneti ellenállás esetén) R2 Miller-transzformációjával jutunk. Ekkor Rbe = R1 + * R2 1 + Au R1 növelésének határt szab a kapcsolás ofszet hibájának növekedése és zajparamétereinek romlása, továbbá a – kényszerből nagy értékűre választott R2-es ellenállás következtében kialakuló – gerjedékenység, ezért az invertáló alapkapcsolás bemeneti ellenállása sok esetben alacsony lesz, és számottevően terhelni fogja a

megelőző fokozatot. Az invertáló alapkapcsolás kimeneti ellenállása a párhuzamos feszültség-visszacsatolás miatt – hasonlóan a nem-invertáló esethez – nagyon alacsony, néhány tized ohm. A következőkben vizsgáljuk meg, milyen erősítési hibát okoz, ha a műveleti erősítő nyílthurkú feszültségerősítése véges. (lásd 46 ábra) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 77 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 78 ► 4.6 ábra Az erősítési hiba számítása A kapcsolás vezérlése esetén véges erősítés, de végtelen bemeneti ellenállás mellett: u − − u + = uo u+ = 0 uki = Au ⋅ uo és i1 és i2 az alábbi alakban írható fel: i1 = ube − uo R1 i2 = uki − uo R2 Az invertáló bemenetre felírt csomóponti törvény értelmében: ube − uo uo − uki = R1 R2 R2 ⋅ ube − R2 ⋅ uo = R1

⋅ uo − R1 ⋅ uki ⎛ R + R2 ⎞ ⎟ ube ⋅ R2 = −uki ⋅ ⎜⎜ R1 − 1 Au ⎟⎠ ⎝ Au = * uki R2 =− R + R2 ube R1 − 1 Au Eredményünk Au ∝ esetén visszaadja az ideális esetre kapott összefüggést. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 78 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 79 ► 4.4 Fázisfordító összegző kapcsolás Az invertáló alapkapcsolásból több bemenet kialakításával könynyedén feszültségösszegző kapcsolást hozhatunk létre. Kihasználva, hogy az invertáló bemenet virtuális földponton van, a bemeneti feszültségek árammá alakíthatók és összegezhetők. (47 ábra) 4.7 ábra Fázisfordító összegző kapcsolás Ideális műveleti erősítő esetén az A pontra felírt csomóponti törvény alkalmazásával: ube a R1a + ube b R1b + uki = 0 , melyből R2 ⎞ ⎛R R uki =

−⎜⎜ 2 ⋅ ube a + 2 ⋅ ube b ⎟⎟ R1b ⎠ ⎝ R1a Kimeneti feszültségként a bemeneti feszültségek súlyozott összegét kapjuk (fordított fázis mellett). R1a = R1b = R1 esetén uki = − R2 (ube a + ube b ). R1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 79 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 80 ► Az áramkör további bővítésével kettőnél több bemeneti jel öszszegzésére is lehetőségünk van. Ilyen kapcsolást mutat a 48 ábra A kimeneti feszültség ekkor: ⎛R ⎞ R R R uki = −⎜ 2 ⋅ ube a + 2 ⋅ ube b + 2 ⋅ ube c + . + 2 ⋅ ube j ⎟ ⎜R ⎟ R1 j R1c R1b ⎝ 1a ⎠ k R k 1 ⋅ ube j , illetve azonos R1j-k esetén uki = − 2 ⋅ ∑ ube j R1 j =1 j =1 R1 j uki = − R2 ⋅ ∑ 4.8 ábra Több-bemenetű fázisfordító összegző kapcsolás 4.5 Kivonó áramkör

(differenciaerősítő) Műveleti erősítő segítségével feszültségek különbsége (differenciája) is előállítható és tovább erősíthető. Ehhez nézzük meg a 49 ábrán vázolt erősítő kapcsolást. A kimeneti feszültség meghatározásához hívjuk segítségül a szuperpozíció elvét. Kössük először az u1-es bemenetet földre, majd vezéreljük a kapcsolást az u2-es bemeneten Ekkor a kapcsolás úgy viselkedik, mint egy invertáló alapkapcsolás. Ezután fordítsuk meg a vezérlést Legyen u2 = 0 és kapcsoljunk vezérlő jelet u1-re A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 80 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 81 ► 4.9 ábra Differenciaerősítő Áramkörünk ilyenkor nem-invertáló alapkapcsolásként működik, melynek bemeneti jele egy feszültségosztó után jut a nem-invertáló bemenetre. A kimeneti

feszültség általános vezérlés mellett a két különböző beállítással kapott kimeneti jel összege lesz. uki = − ⎛ R ⎞ R2 R2 R R ⋅ u2 + ⋅ u1 ⋅ ⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ = − 2 ⋅ u2 + 2 ⋅ u1 R1 R1 + R2 R1 ⎠ R1 R1 ⎝ R2 ⋅ (u1 − u2 ) R1 A kimeneti feszültség tehát a bemeneti feszültségek különbségével lesz arányos. A különbségképzésben hiba jelentkezik, ha uki = a bemeneti feszültségek különbsége olyan kicsi, hogy az összemérhető az ofszetfeszültséggel, a közösmódusú jelelnyomási tényező értéke alacsony, az R2/R1 arányok nem pontosan azonosak a két ágban. A kapcsolás mindkét bemenete tovább osztható és többbemenetűvé alakítható. Ekkor egy univerzális összegző-kivonó kapcsoláshoz jutunk, ahogy azt a 411 kapcsolás mutatja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 81 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék

| Tárgymutató Vissza ◄ 82 ► 4.10 ábra Univerzális összeadó-kivonó áramkör A kapott kapcsolás kimeneti feszültsége az alábbi alakban adható meg: uki = R2 R1 k ⎞ ⎛ N ⋅ ⎜⎜ ∑ ube J − ∑ ube j ⎟⎟ j =1 ⎠ ⎝ J =1 Tovább általánosítható a kapcsolás abban az esetben, ha a bemenetekre kötött R1 ellenállások értékét különbözővé tesszük. Ekkor lehetőségünk nyílik súlyozott összegek és különbségek képzésére is 4.6 Javított kivitelű differenciaerősítő Az előbbi differenciaerősítő legnagyobb hibája, hogy bemeneti ellenállása (főleg az invertáló bemeneten) nagyon kicsi. Ezt a hibát igyekszik csökkenteni a 411 ábrán látható kapcsolás A kapcsolásban szereplő R ellenállások MΩ nagyságrendűek (ahol Rbes = 2R), miközben R1 és R2 ennél két nagyságrenddel kisebbek. Ebből következően az R ellenállásokon folyó áramok elhanyagolhatóan kicsik az R1-en és az R2-n tapasztalható áramokhoz

képest. Ezért A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 82 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató uo = Vissza ◄ 83 ► R1 ⋅ u ki R1 + R2 A műveleti erősítő feltételezett végtelen nagy bemeneti ellenállása miatt a bemeneteken befolyó áramok elhanyagolásával írhatjuk, hogy u+ = u R ⋅ u1 = 1 R+R 2 és u− = u2 + uo 2 Az idealizált erősítő végtelen nagy feszültségerősítése miatt a műveleti erősítő bemenetei azonos potenciálon lesznek, tehát u+ = u− u1 = u 2 + u o u1 − u 2 = u o = u ki = R1 ⋅ u ki R1 + R2 R1 + R2 ⋅ (u1 − u 2 ) R1 4.11 ábra Javított bemeneti ellenállású differenciaerősítő A kapcsolás a javított kivitel ellenére sem rendelkezik azonban a precíz mérésekhez szükséges nagy bemeneti ellenállással és továbbra is érzékeny az ellenállások értékszórására. A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 83 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 84 ► 4.7 Műszererősítő (instrumentation amplifier) Az előző hiányosságok három műveleti erősítő alkalmazásával jelentősen csökkenthetők. Precíziós célokra is hatékonyan felhasználható differenciaerősítő kapcsolási rajzát mutatja a 4.12 ábra 4.12 ábra Műszererősítő (precíziós differenciaerősítő) A kapcsolás kimeneti feszültsége a két erősítőfokozat (első: a 2. és 3. számú műveleti erősítő, második: az 1 számú műveleti erősítő) erősítésének a szorzata Szimmetrikus vezérlőjelekre az első fokozat erősítése Aus1 = 1 + R4 R3 / 2 mert ekkor R3 középpontja virtuális földnek tekinthető, miközben a fokozat egy nem-invertáló alapkapcsolásként viselkedik. A második fokozat a már ismert

differenciaerősítő, melynek szimmetrikus erősítése Aus 2 = − R2 R1 Így a kapcsolás szimmetrikus erősítése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 84 ► Elektronika II. Alapkapcsolások műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aus = − R2 R1 ⎛ 2 ⋅ R4 ⎞ ⎟ ⋅ ⎜⎜1 + R3 ⎟⎠ ⎝ és u ki = − Vissza R2 R1 ◄ 85 ► ⎛ 2 ⋅ R4 ⎞ ⎟ ⋅ (u1 − u 2 ) ⋅ ⎜⎜1 + R3 ⎟⎠ ⎝ Közös jelekre az első fokozat erősítése egységnyi, míg a második fokozaté (ideális esetben) nulla. A véges közösjel-elnyomási tényező miatt azonban a közös komponensek nem tűnnek el teljesen. Az ebből eredő hiba csökkenthető, ha a második fokozat erősítését alacsonyabbra (például egységnyire), az első fokozat erősítését pedig nagyra választjuk. A műszererősítő kialakításához használt három műveleti erősítő gyakran ugyanazon

technológiai lépésben, egyetlen chipre integrálva készül, és egy integrált áramköri tokozásban kerül kiszerelésre. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 85 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 86 ► 5. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A következőkben megvizsgáljuk, miként lehet feszültség- vagy áramvezérelt feszültség- vagy áramgenerátorokat műveleti erősítő felhasználásával építeni. 5.1 Feszültségvezérelt feszültséggenerátorok A 4.2, valamint a 43 fejezetekben elemzett nem-invertáló és invertáló alapkapcsolások feszültségvezérelt feszültséggenerátoroknak is tekinthetők. 5.2 Feszültségvezérelt áramgenerátorok A nem-invertáló alapkapcsolás visszacsatoló ágában levő ellenállást egy Rf fogyasztóval helyettesítve a rajta átfolyó áram a kapcsolás bemeneti

feszültségével vezérelhető, mégpedig a fogyasztó ellenállásától függetlenül. (5.1 ábra) 5.1 ábra Feszültségvezérelt áramgenerátor (nem-invertáló alapkapcsolásból kialakítva) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 86 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 87 ► A műveleti erősítő kimenete olyan feszültségértéket igyekszik felvenni, hogy az R ellenálláson eső feszültség megegyezzen az ube bemeneti feszültséggel. Ekkor lesz a műveleti erősítő nem-invertáló és invertáló bemenete között a feszültségkülönbség nulla. Végtelen nagynak tekinthető bemeneti ellenállás esetén ekkor a fogyasztón iki = ube R nagyságú áram halad át, mely független a fogyasztó – esetleg változó – ellenállásától. Az így felépített áramgenerátornak természetesen vannak korlátai. Árama

nem lehet nagyobb, mint a műveleti erősítő maximális kimeneti árama, mely általában a rövidzár védelem által korlátozott 20-30 mA körüli érték. Hasonlóan hibás működést eredményez, ha a műveleti erősítő kimeneti feszültsége a kivezérlés korlátaiba ütközik. A fogyasztó árama tranzisztor közbeiktatásával növelhető. Erre mutat kapcsolási megoldást az 5.2 ábra 5.2 ábra Megnövelt áramú feszültségvezérelt áramgenerátor Pozitív bemeneti feszültség esetén a műveleti erősítő kimenete úgy vezérli a Q1 tranzisztort, hogy annak emitter árama által az R ellenálláson létrehozott feszültségesés miatt a műveleti erősítő két bemenete azonos A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 87 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 88 ► potenciálra kerüljön. Eltekintve a műveleti

erősítő invertáló bemenetén befolyó parányi áramtól, ekkor Q1 tranzisztor emitter árama ube/R nagyságú lesz. A fogyasztón áthaladó áram értéke pedig if = α ⋅ u be R A fogyasztón létrehozható maximális áram a műveleti erősítő rövidzárási áramkorlátjának β-szorosa lehet. Hasonló kapcsolás térvezérlésű tranzisztorral is felépíthető. (α és β a szokásos tranzisztorparaméterek) Az invertáló alapkapcsolás segítségével is készíthetünk feszültségvezérelt áramgenerátort abban az esetben, ha a visszacsatoló ellenállás lesz maga a fogyasztó. (lásd 53 ábra) u Ideális műveleti erősítő esetén a fogyasztó árama i f = be lesz. R 5.3 ábra Feszültségvezérelt áramgenerátor invertáló alapkapcsolásból Az előző áramgenerátorok sajnos egy adott ág áramát határozták meg. Nagyon gyakran szükség van azonban olyan megoldásra, amikor a terhelés a földpotenciálra kapcsolódik. Ilyen igényeknek is megfelelő

kapcsolást mutat az 54 ábra Ideális műveleti erősítőt feltételezve u + = u − = u o , továbbá végtelen nagy bemeneti ellenállás esetén a csomóponti törvény alkalmazásával: ube 2 − uo uki − uo + =0 R1 R2 és u be1 − u o u ki − u o + =0 R1 R2 A két egyenletet egymásból kivonva kapjuk, hogy A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 88 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 89 ► ube 2 − ube1 uki − uki + =0 R1 R2 uki − uki = R2 ⋅ (ube1 − ube 2 ) R1 / Ro uki − uki R2 = ⋅ (ube1 − ube 2 ) Ro Ro ⋅ R1 5.4 ábra Földelt terhelésre dolgozó feszültségvezérelt áramgenerátor Vegyük észre, hogy az alkalmazott Ro << R1 és Ro << R2 ellenállások esetén az egyenlet bal oldala gyakorlatilag a fogyasztón átfolyó árammal lesz egyenlő, mert a visszacsatoló R2-es

ellenállásokon elhanyagolhatóan kicsi áramok lesznek. if = R2 ⋅ (ube1 − ube 2 ) Ro ⋅ R1 A kapcsolás felhasználása során tekintettel kell lenni a műveleti erősítő maximális kimeneti áramának korlátjára éppúgy, mint a maximális kimeneti feszültség határra. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 89 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 90 ► 5.3 Áramvezérelt feszültséggenerátorok Áramvezérelt feszültséggenerátor legegyszerűbben az 5.5 ábra szerinti kapcsolással készíthető műveleti erősítő felhasználásával. 5.5 ábra Áramvezérelt feszültséggenerátor Feltételezve a műveleti erősítő ideális tulajdonságait, a kimeneti feszültség és a bemeneti vezérlőáram között az alábbi kapcsolat adható meg: u ki = − R ⋅ ibe Egy ellenálláson eső feszültséggel vezérelve

áramvezéreltté tehetjük a nem-invertáló alapkapcsolást is. Ezt mutatja az 56 ábra 5.6 ábra Áramvezérelt feszültséggenerátor nem-invertáló alapkapcsolásból A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 90 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 91 ► Az ibe áram hatására az R ellenálláson eső R⋅ibe feszültség vezérli a műveleti erősítőt. u+ = u- felhasználásával R ⋅ ibe = melyből R1 ⋅ u ki R1 + R2 u ki = R ⋅ R1 + R2 ⋅ ibe R1 5.4 Áramvezérelt áramgenerátorok Az 5.7 ábra egy áramvezérelt áramgenerátor kapcsolási rajzát mutatja. 5.7 ábra Áramvezérelt áramgenerátor kialakítása A műveleti erősítő kimeneti árama miatt ibe és if áramok különbözőek lesznek. A műveleti erősítő kimeneti feszültsége igyekszik olyan értéket felvenni, melynek hatására bemenetei között

feszültség-különbség nem alakul ki. Ennek teljesülése esetén R1 ⋅ ibe = − R2 ⋅ i f vagyis i f = − R1 ibe R2 A pozitív visszacsatoló ág könnyen összegerjeszti a kapcsolást abban az esetben, ha a vezérlő áramot szolgáltató generátor belső ellenállása nem elég nagy. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 91 ► Elektronika II. Vezérelt generátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 92 ► Az 5.1 ábrán látható kapcsolás is – egy R ellenálláson ejtett ibe feszültséggel vezérelve – áramvezérelt áramgenerátorrá tehető. Hasonló átalakítással az 5.2 ábra is ide sorolható Ennek most egy j-FET-tel kialakított változatát láthatjuk az 58 ábrán 5.8 ábra Megnövelt áramú áramvezérelt áramgenerátor Az n-csatornás j-FET miatt a műveleti erősítő kimeneti feszültsége olyan (negatív) gate-source feszültséget

alakít ki, hogy az R2-es ellenálláson eső feszültség megegyezzen a bemeneti áramnak az R1 ellenálláson létrehozott feszültségével (u- = u+). FET-ek esetén a drain- és a source-áram gyakorlatilag megegyezik, ezért a fogyasztó árama R i f = 1 ⋅ ibe R2 A kapcsolás beállításakor ügyeljünk a FET munkapontjára és kerüljük el annak telítésbe kerülését. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 92 ► Elektronika II. Impedancia konverterek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 93 ► 6. Impedancia konverterek Műveleti erősítővel létrehozhatók olyan kapcsolások, melyek adott impedanciákkal lezárva a kapcsolás bemenete felől nézve más jellegű impedanciákat valósítanak meg. Ezek közül itt a negatív impedancia konvertert és a girátort tárgyaljuk 6.1 Negatív impedancia konverter (NIC) Vizsgáljuk meg az alábbi, 6.1 ábrán látható, műveleti erősítővel

felépített kapcsolás bemeneti ellenállását! 6.1 ábra Negatív impedancia konverter Ehhez írjuk fel a műveleti erősítő nem-invertáló és invertáló bemeneteire a csomóponti törvényt, feltételezve, hogy a műveleti erősítő bemeneteire nem folyik áram: i1 = u1 − uo R1 és i2 = uo − u 2 R2 Fejezzük ki ezekből u1 és u2 feszültségeket! A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 93 ► Elektronika II. Impedancia konverterek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató u1 = R1 ⋅ i1 + u o és Vissza ◄ 94 ► u 2 = u o − R2 ⋅ i 2 Ideális esetben a műveleti erősítő két bemenete között nem lesz feszültségkülönbség, tehát u1 = u 2 i1 = − R2 ⋅ i2 R1 A kapcsolás bemeneti ellenállása ezért Rbe = u1 = i1 R u R u2 = − 1 ⋅ 2 = − 1 ⋅R R R2 i 2 R2 − 2 ⋅ i2 R1 A kapott eredményből az következik, hogy a kapcsolás negatív ellenállást valósít meg. A rajta

fellépő feszültség és az áram iránya ellentétes (Passzív ellenállás esetén a kettő iránya azonos) A számítások során feltételeztük, hogy a kapcsolás stabil. Ez azonban csak akkor igaz, ha a műveleti erősítő kimenetéről a bemenetek felé visszacsatolt jel a nem-invertáló oldalon kisebb, azaz Rg Rg + R1 < R R + R2 A fenti feltétel teljesül Rg = 0 esetén is. Így stabil marad az áramkör Ellenben nagy bemeneti ellenállású generátor vagy szakadás esetén gerjedni fog. Ha azonban az a célunk, hogy a kapcsolás ilyen esetekben legyen stabil, akkor csak a műveleti erősítő bemeneteit kell felcserélnünk. Érdemes összevetni a kapcsolást az előzőekben már tárgyalt áramvezérelt áramgenerátorral (5.4 fejezet és 57 ábra) 6.2 Girátor Kapcsoljunk össze most két negatív impedancia konvertert a 6.2 ábrán látható módon. Zárjuk le a kapcsolás kimenetét egy Rf fogyasztóval és vizsgáljuk meg a teljes kapcsolásra a bemeneti

ellenállás értékét! A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 94 ► Elektronika II. Impedancia konverterek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 95 ► Ideális műveleti erősítőket feltételezve (ibe+ = ibe- = 0 és u+ = u-) a csomóponti törvény alapján 0 − u1 u3 − u1 + + i1 = 0 R R u3 − u1 u 2 − u1 + =0 R R 6.2 ábra Girátor kialakítása két negatív impedancia konverterből u1 − u 2 u 4 − u 2 + − i2 = 0 R R 0 − u2 u4 − u2 + =0 R R A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 95 ► Elektronika II. Impedancia konverterek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 96 ► A fenti egyenleteket egymásból kivonva (elsőből a másodikat, és a harmadikból a negyediket), majd rendezve a kapott egyenleteket u 2 = R ⋅ i1 u1 = R ⋅ i2 és összefüggéseket kapjuk. Kihasználva, hogy Rbe = u1 i1 R2

= és u2 i2 végeredményül az alábbi egyenletet vezethetjük le Rbe = R2 R2 Ez az összefüggés általános impedanciák esetén is érvényes, azaz Z be = R2 Z2 Ebből az egyenletből látható igazán a girátor széles felhasználási lehetősége. Ha ugyanis egy C kondenzátorral zárjuk le a kapcsolást, akkor egy R2⋅C nagyságú induktivitást állítottunk elő a bemeneti oldalon. Tudjuk jól, hogy az induktivitások csak nagy értékszórással és körülményesen készíthetők el. Emellett egymásra hatásuk és a többi alkatrész mágneses térrel való szórása rengeteg problémát okoz alkalmazásuk során. Nagy értékű induktivitás pedig – melyre a hangfrekvenciás áramkörökben szükség lenne – nem, vagy csak nagy helyigénnyel készíthető el. Mindezek a problémák kiküszöbölhetők, ha műveleti erősítő és kondenzátor felhasználásával állítjuk elő őket. Sőt, az így szimulált induktivitások segítségével akár

rezgőkörök is kialakíthatók A girátornak többféle kapcsolástechnikai kialakítása lehetséges. Egy gyakran alkalmazott megoldást mutat a 6.3 ábra A fenti műveleti erősítős kapcsolással tehát egy Z = R1 + R2 + s ⋅ (C ⋅ R1 ⋅ R2 ) nagyságú impedanciát hoztunk létre. Ez az impedancia egy kondenzátorral sorba kötve jól beállítható jósági tényezőjű soros rezgőkört alkot, melyek kitűnően használhatók hangszín-szabályozási feladatokra. Tíz ilyen rezgőkörrel már equaliser is megvalósítható (64 és 65 ábrák) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 96 ► Elektronika II. Impedancia konverterek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 97 ► 6.3 ábra Induktivitás előállítása girátoros kapcsolástechnikával Ne feledjük azonban, hogy a fenti áramkörök csak addig a frekvenciatartományig képesek induktivitást szimulálni, ameddig a műveleti erősítők

paraméterei ezt lehetővé teszik, azaz gyakorlatilag csak a hangfrekvenciás tartományban. 6.4 ábra Girátoros hangszínszabályozó A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 97 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Impedancia konverterek Vissza ◄ 98 ► 98 ► 6.5 ábra Girátoros hangszínszabályozó általa megvalósítható frekvenciamenetek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 99 ► 7. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A következőkben műveleti erősítővel és diódával kialakított jellegzetes kapcsolásokat vizsgálunk. A diódák exponenciális karakterisztikáját kihasználó exponenciális és logaritmikus erősítővel egy külön fejezet foglalkozik. 7.1 Ideális dióda,

csúcsfeszültségek mérése A 7.1 ábrán egy diódával kiegészített követő erősítőt látunk, melynek kimeneti jele negatív bemenet esetén nulla, pozitív bemeneti jelre pedig nagyon jó közelítéssel megegyezik azzal 7.1 ábra Diódával kiegészített követő erősítő Pozitív bemeneti feszültségek esetén a kapcsolás valóban követő erősítőként viselkedik. Negatív bemeneti jelek mellett azonban a műveleti erősítő kimeneti feszültsége a lehető legalacsonyabb értékét veszi fel, azaz a negatív tápfeszültség felé közelít. Ekkor a dióda lezárt állapotba kerül A kapcsolás kimeneti feszültsége nulla lesz. (72 ábra) A dióda lezárt állapotában a visszacsatolás megszűnik, ezért a műveleti erősítő a nyílthurkú feszültségerősítésnek megfelelően – nagyon meredeken – követi a bemeneti jelet. Amikor a bemeneti jel negatívról pozitívra vált a dióda nem nyit ki azonnal. Csak amikor már a műveleti erősítő kimeneti

jele elérte a dióda nyitófeszültségét, uD-t, akkor kezd a kapcsolás kimeneti feszültsége emelkedni. Ez uD/Auo nagyságú bemeneti jelnél következik be, mely nagyság- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 99 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 100 ► rendileg kb. 0,6 V / 200 000 = 3 μV Ekkora lesz az így előállt kapcsolás "nyitófeszültsége". A dióda rD differenciális ellenállása is kb kétszáz ezredrészére csökken A kapcsolás egyik hátránya, hogy a nyitótartományban a kimeneti feszültség nem emelkedik meredekebben, ahogy azt ideális esetben egy kapcsolótól várnánk. 7.2 ábra A 71 ábrán látható kapcsolás átviteli karakterisztikája A 7.3 ábrán látható megoldással az áramkör visszacsatolt állapotában tetszőlegesen beállítható emelkedést érhetünk el uD/Auo-nál

nagyobb bemeneti feszültségek esetén az ube-uki kapcsolatot az Auv visszacsatolt erősítés határozza meg, melyet az R1 és R2 ellenállásokkal változtathatunk. Auv = 1 + R2 R1 Az így megvalósított kapcsolás az alacsonyfrekvenciás tartományban jól közelíti az ideális dióda karakterisztikáját. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 100 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 101 ► 7.3 ábra Az ideális dióda közelítése műveleti erősítővel (a két kapcsolás megegyezik) A kapcsolás hátránya, hogy a műveleti erősítő frekvencia korlátai miatt csak kb. néhány száz kHz-ig alkalmazható jelentős torzítás nélkül A negatív bemeneti jelek esetén a kapcsolás erőteljes túlvezérlésbe kerül, mely lassítja a kapcsolás működését. További nehézséget jelent a műveleti erősítő véges

kimeneti jelváltozási sebessége (slew rate-je), mert az origó közelében közel -Ut-ről nagyon gyorsan kell +uD-re váltani, és ezt magasabb frekvenciájú jeleknél a slew rate erősen korlátozza. A slew rate-t a visszacsatolt erősítésnek megfelelő frekvencia kompenzáció is csökkenti. Szintén hiba forrása lehet a műveleti erősítő ofszet feszültsége, mely az elméletileg a kapcsolásra kapott néhány μV-os nyitófeszültségnél gyakran több nagyságrenddel is nagyobb. Az előzőekben megismert kapcsolásunk további áramköri megoldások alapja lehet. A 74 ábrán egy, a bemeneti jel csúcsértékét mérő kapcsolást láthatunk A kapcsolás kimeneti kondenzátorán a bemeneti jel csúcsértéke jelenik meg. Ideális esetben ezt a feszültséget a kondenzátor meg is őrzi, mert a lezárt dióda, illetve a műveleti erősítő invertáló bemenete felé nem folyik áram. Valódi áramkörök esetén ezek nem hanyagolhatók el és nem szabad figyelmen

kívül hagyni a következő fokozat bemeneti ellenállását és a kondenzátor önkisülését sem. Korlátozást jelent még a műveleti erősítő véges maximális kimeneti árama, mely főleg rövid impulzusok esetén nem képes kellő sebességgel tölteni a kondenzátort. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 101 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 102 ► 7.4 ábra Csúcsértékmérő A fenti nehézségeket egy újabb műveleti erősítő beiktatásával csökkenteni lehet. Ezt mutatja a 75 ábra 7.5 ábra Gyors működésű csúcsértékmérő kapcsolás Ennél a megoldásnál a C kondenzátort a következő fokozat felé egy feszültségkövető erősítő kapcsolás illeszti. Ezért a C kondenzátor kisebb értékű lehet Ezáltal a kondenzátor töltődése és a kapcsolás működése felgyorsul A bemeneti jel

negatív csúcsfeszültségének érzékelésére alkalmas megoldást láthatunk a 7.6 ábrán A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 102 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 103 ► 7.6 ábra Mérőkapcsolás negatív csúcsfeszültségek érzékelésére Pozitív bemeneti jelek esetén a műveleti erősítő kimenete a negatív tápfeszültség közelébe kerül, és a dióda lezár. Negatív bemeneti jelek mellett a műveleti erősítő kimenete pozitívra vált és a visszacsatolásnak megfelelően R uki = − 2 ⋅ ube , ha ube < 0 R1 jelet állítja elő a kimeneten. Ennek csúcsértékét őrzi meg a kondenzátor, ami tehát a bemeneti jel minimális értékének -R2/R1-szerese lesz. A kapcsolás hiányossága a műveleti erősítő nem ideális tulajdonságain túl, hogy az R2-es ellenálláson keresztül el nem

hanyagolható áram folyhat, mely a kondenzátor feszültségét módosítja. Feltételezve egy, a kondenzátoron már kialakult uC feszültséget, ennél nagyobb pozitív bemeneti jelek esetén tölti a kondenzátort, kisebb pozitív és negatív jelek esetén kisüti azt. A kondenzátor töltődése – a műveleti erősítő által – csak az újabb negatív bemeneti csúcsoknál következik be. 7.2 Abszolútérték-képző áramkör (egyszerű) A 7.6 ábrán látható kapcsolás kis módosításával érdekes áramkörhöz jutunk Cseréljük ki a kondenzátort egy 3R nagyságú ellenállásra, miközben R2 legyen R, R1 pedig 2R nagyságú, ahogy azt a 77 ábra mutatja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 103 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 104 ► ◄ 104 ► 7.7 ábra Egyszerű abszolútérték-képző áramkör 7.8

ábra Az abszolútérték-képző áramkör idődiagramjai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 105 ► Ha pozitív bemeneti jelet kapcsolunk az áramkörre, akkor a műveleti erősítő kimenete uki ME a negatív tápfeszültség közelébe esik le, és a dióda lezárt állapotba kerül. Ekkor a kapcsolás egy passzív 3R-3R-es feszültségosztóvá válik A kimeneten megjelenik a bemeneti jel fele Ha a bemenetre negatív jel érkezik, akkor a visszacsatolás helyreáll és a kimeneten a bemeneti jel invertáltja R/2R "erősítéssel" áll elő. Öszszességében tehát a kimeneti jel a bemeneti jel abszolút értékének a felét adja bármilyen polaritású a vezérlés. Egy periódusra a 7.8 ábra mutatja a bemeneti és a kimeneti jel közötti kapcsolatot. A kapcsolás legnagyobb hátránya,

hogy nem terhelhető, mert a passzív félperiódusban az osztási arány elromlik. 7.3 Invertáló félhullámú egyenirányító kapcsolás A 7.9 ábra egy olyan kapcsolást mutat, mely a bemeneti jel pozitív vagy negatív félperiódusát egyenirányítja. 7.9 ábra Invertáló félhullámú egyenirányító kapcsolás A kapcsolás megértéséhez először határozzuk meg a műveleti erősítő kimeneti jelét! Amíg a műveleti erősítő kimeneti jele el nem éri a diódák egyikének nyitófeszültségét, addig a műveleti erősítő nyílthurkú feszültség-erősítéssel dolgozik. Kimenete nagyon meredeken követi a bemeneti jel változását A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 105 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 106 ► Ha az erősítő kimenete már meghaladta ± uD-t, akkor a visszacsatolásnak megfelelően

éppen egy uD-nyi feszültségkülönbséggel és egységnyi meredekséggel követi a bemeneti jel invertáltját. A műveleti erősítő kimenete az A pontot csak pozitív irányba tudja mozdítani, a B pontot pedig csak negatív irányba. Pozitív bemeneti jeleknél az erősítő kimenete negatív és az A oldal diódája zárt. Az invertáló bemenet virtuális földnek tekinthető, ezért ekkor az A pont feszültsége nulla. Negatív bemeneti jeleknél az A oldali dióda kinyit, mert az erősítő kimenete pozitív. Ekkor az A pont feszültsége az erősítő kimeneti feszültsége alatt marad, éppen egy dióda nyitóirányú feszültségével, kb 0,6 V-al 7.10 ábra A kapcsolás feszültség- és idődiagramjai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 106 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 107 ► Tehát pozitív bemeneti

jelekre az A pont feszültsége nulla, negatív bemeneti jelekre pedig a bemeneti jelek invertáltja, azaz pozitív. (710 ábra) A B pont feszültsége – hasonló meggondolásból – pozitív bemeneti jelekre invertálja azokat és negatív lesz, míg negatív bemeneti jelekre nullát ad. Az invertáló félhullámú egyenirányító kapcsolás, mivel mindkét félperiódusban visszacsatolt, elkerüli a telítéses állapotot, ezért működése valamivel gyorsabb lehet az ideális dióda kapcsolásnál. A kapcsolást számtalan felhasználási területen alkalmazzák Ezek közül mutat be egyet a következő fejezet. 7.4 Abszolútérték-képző áramkör (precíziós) Az invertáló félhullámú egyenirányító kapcsolás csekély kiegészítésével nagypontosságú, kétutas egyenirányítót, azaz abszolútérték-képző áramkört hozhatunk létre. Felépítését a 711 ábra mutatja 7.11 ábra Precíziós abszolútérték-képző kapcsolás A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 107 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 108 ► A kapcsolás első műveleti erősítője egy félhullámú egyenirányító kapcsolás, mely a pozitív bemeneti jelekre nem reagál, míg negatív bemeneti jel esetén, kimenetén előállítja annak invertáltját. A második műveleti erősítő súlyozott összegzőként viselkedik. Invertáló bemenetén az i3 árammal ellensúlyozza i1 és i2 összegét. Az i1 áram értéke mindegyik félperiódusban i1 = ube R Az i2 áram a pozitív bemeneti jelekre 0, míg a negatív félperiódusban − ube −u = 2 ⋅ be > 0 i2 = R/2 R A két áram összege csak pozitív félperiódusokból áll, ezért a kimeneti feszültségjelet csak negatív félperiódusok alkotják, ahogy azt a 7.12 ábra szemlélteti. Kondenzátor beiktatásával a kimeneti feszültség időben

átlagolódik. T 1 uki = − ∫ ube (t )dt T0 Nagyon sok mérőműszer a fenti elven méri a bemeneti jel effektív értékét. Meg kell azonban jegyezni, hogy az abszolút érték időbeli átlaga csak egyenfeszültség esetén egyezik meg az effektív értékkel. T ueff 1 = ⋅ ∫ u 2 (t )dt T 0 Váltakozó áramú jelek esetén a jel alakjától függő formatényezővel szokás az abszolút érték időátlagát szorozni. Szinuszos jelekre ueff = π 2⋅ 2 ⋅u Háromszögjelre ueff = 2 ⋅u 3 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 108 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 109 ► 7.12 ábra A precíziós abszolútérték-képző kapcsolás idődiagramjai 7.5 Diódás vágóáramkör (clipper) Gyakran előfordul, hogy az erősítő áramkörök bemeneti jelének feszültségszintjét korlátozni kell. Erre mutat

megoldást a következő kapcsolás (713 ábra) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 109 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 110 ► 7.13 ábra Zéner-diódás feszültséghatároló kapcsolás A fenti kapcsolás (uZ+uD)-nél kisebb abszolút értékű bemeneti jelekre az invertáló alapkapcsolásnál megismert -R2/R1-szeres erősítéssel válaszol. Ennél nagyobb bemeneti jelek esetén a kimeneti feszültségszint határolódik +(uZ+uD) vagy -(uZ+uD) értéken. (714 ábra) R2 elhagyásával az origó környéki átmeneti tartomány a közel nyílthurkú feszültségerősítés miatt nagyon keskennyé tehető. 7.14 ábra Zéner-diódás határoló áramkör transzfer karakterisztikája A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 110 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások,

határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 111 ► 7.6 Precíziós egyenfeszültség-források Műveleti erősítő segítségével nagy pontosságú referencia feszültség-források készíthetők. Erre mutat két példát a 715 ábra 7.15 ábra Referencia feszültségforrás A kimeneti feszültség felírásához használjuk ki, hogy a műveleti erősítő invertáló és nem-invertáló bemenetei azonos feszültségre állnak be. R1 uki − uZ = ⋅ uki R1 + R2 Az egyenlet rendezésével uki = R1 + R2 ⋅ uZ R2 Hasonló kialakítást láthatunk a következő, 7.16 ábrán is Ebben az esetben R2 uZ = ⋅ uki R1 + R2 melyből A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 111 ► Elektronika II. Ideális dióda, diódás kapcsolások, határolók A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató uki = Vissza ◄ 112 ► R1 + R2 ⋅ uZ R2 Mindkét kapcsolás a bekapcsolási folyamatok

függvényében segédáramköröket igényelhet a helyes munkapont beállításához. 7.16 ábra Referencia feszültségforrás egy másik kialakítási lehetősége A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 112 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 113 ► 8. Integráló és differenciáló kapcsolások Vizsgáljuk meg az alábbi kapcsolás bemeneti és kimeneti jele közötti kapcsolatot! (8.1 ábra) 8.1 ábra Integráló alapkapcsolás Írjuk fel a csomóponti törvényt a műveleti erősítő invertáló bemenetére! du ube + C ⋅ ki = 0 dt R 1 duki =− ⋅ ube dt R ⋅C t uki = − 1 ⋅ ube (t ) ⋅ dt + uki (t = 0) R ⋅ C ∫0 A kimeneten a bemeneti jel idő szerinti integráltja jelenik meg. A kezdeti feltétel – a kimeneti jel értéke az integrálás kezdetekor, uki (t = 0 ) ) – a kapcsolás kis átalakításával

előre beállítható. Ehhez két kapcsolóra is szükségünk van, ahogy azt a 8.2 ábra szemlélteti A kapcsolók megfelelő zárásával a kapcsolás három különböző állapotba hozható. (A negyedik lehetőségnek itt nincs jelentősége) Ezek: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 113 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ K1 K2 Kezdeti feltétel beállítása (Set) nyitva zárva Integrálás (Run) zárva nyitva Tartás (Hold) nyitva nyitva 114 ► 8.2 ábra Kezdeti feltétel beállítása kapcsolók segítségével Set: Az uki kezdeti értékének beállításakor a kapcsolás invertáló erősítőként viselkedik. A kondenzátor a negatív referenciafeszültség abszolút értékére töltődik fel Run: Az integrálási üzemmódban a kimeneti jel a bemeneti jel időbeli integrálja lesz, ahogy azt az előbbi képlet

mutatja. Hold: Ebben az állapotban a kimeneti jel megőrzi az integrálás befejezésekor felvett értékét. Egy lehetséges integrálási ciklust láthatunk a 8.3 ábrán A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 114 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 115 ► 8.3 ábra Az integrátor három állapota A kapcsolás valódi működése több ok miatt is eltérhet az ideálistól. Egészen alacsony frekvencián a kondenzátor szivárgási árama, a műveleti erősítő véges bemeneti ellenállása, ofszet feszültsége, véges erősítése, továbbá a kapcsolók (analóg félvezető kapcsolókra gondoljunk) nyitott állapotban is létező szivárgási árama okoz gondot. Magasabb frekvenciákon a műveleti erősítő tulajdonságai fokozatosan romlanak, ezért a gyors működés eléréséhez ebben a frekvenciatartományban is

kielégítő paramétereket szolgáltató műveleti erősítőre van szükség. Az integrátor frekvenciamenete ideális esetben 20 dB/dekáddal esik a frekvencia növekedésével. A valóságos kapcsolások frekvenciamenete ettől egészen alacsony frekvencián (10-6 Hz-en), továbbá a műveleti erősítő egységnyi feszültségerősítéséhez tartozó frekvencián (kb. 10 MHz-en) különbözik. Az ideálistól való alacsonyfrekvenciás és nagyfrekvenciás eltérést a 84 ábra mutatja (Az integrátor frekvenciamenete hasonló egy alul-áteresztő szűrő frekvenciamenetéhez) Az fc frekvenciaértéket döntően a kondenzátor szivárgási árama által okozott kisülés időállandója határozza meg. Az fi a τ = R⋅C integrálási időállandónak megfelelő frekvencia. A második töréspont, melytől kezdve a frekvenciamenet már 40 dB/dekáddal esik, a műveleti erősítő egységnyi erősítéséhez tartozó f1 érték. A kapcsolás integrátorként a -20 dB/dekádos

frekvenciatartományban használható. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 115 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 116 ► 8.4 ábra Az integrátor frekvenciamenete Az integrátornak számtalan megvalósítási formája van. A 85 ábrán látható kapcsolás un fázist nem fordító integrátor Átvitelét a következő képlettel határozhatjuk meg: t uki = 1 ⋅ ube (t ) ⋅ dt + uki (t = 0) R ⋅ C ∫0 8.5 ábra Fázist nem fordító integrátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 116 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 117 ► Hasonlóan integrátorként viselkedik a 8.6 ábrán látható kapcsolás is. 8.6 ábra A fázist nem fordító integrátor egy másik kiviteli formája

Működésének megértéséhez használjuk ki, hogy az invertáló bemenet feszültsége a kimenet fele lesz. u− = uki , 2 továbbá uki = 2 ⋅ u− = 2 ⋅ u+ A nem-invertáló bemenetre felírt csomóponti törvény szerint du uki − u+ ube − u+ + −C⋅ + = 0 dt R R 2 duki = ⋅ ube dt R ⋅C melyből t uki = 2 ⋅ ube (t ) ⋅ dt + uki (t = 0) R ⋅ C ∫0 Az invertáló alapkapcsolás tulajdonságát kihasználva képezhetjük több bemeneti jel súlyozott összegét időben integráló áramkört is. Ezt a kapcsolási megoldást a 8.7 ábrán láthatjuk A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 117 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 118 ► 8.7 ábra Összegző integrátor A 8.7 ábra kapcsolásának kimeneti feszültségét az alábbi képlettel adhatjuk meg: t n u (t ) 1 uki = − ⋅ ∫ ∑ i dt + uki (t = 0 ) C

0 i =1 Ri A 8.8 ábra egy differenciálintegrátort mutat, mely a 85 ábrán szereplő kapcsolás kiterjesztésének is tekinthető, mivel itt az invertáló bemenetet szintén felhasználjuk vezérlésre. 8.8 ábra Differenciálintegrátor A differenciálintegrátor kimeneti jelét az alábbi összefüggés írja le: t 1 uki = ⋅ (ube 1 (t ) − ube 2 (t )) ⋅ dt + uki (t = 0) R ⋅ C ∫0 vagy A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 118 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 119 ► t uki = − 1 ⋅ (ube 2 (t ) − ube 1 (t )) ⋅ dt + uki (t = 0) R ⋅ C ∫0 A következőkben vizsgáljuk meg, milyen áramkört kapunk akkor, ha a 8.1 ábrán látható kapcsolás R és C elemeit felcseréljük! Azonnal beláthatjuk, hogy ekkor egy differenciáló áramkörhöz jutunk (89 ábra) 8.9 ábra Differenciáló áramkör (elvi

felépítés) Az invertáló bemenetre felírt csomóponti törvény alapján: C⋅ dube uki + =0 dt R melyből uki = − R ⋅ C ⋅ dube dt A kapcsolás kimenetén a bemeneti jel idő szerinti deriváltja jelenik meg. A gyakorlati megvalósítás során azonban problémák lépnek fel Egyrészt a kapcsolás erősítése az invertáló alapkapcsolásra maghatározott összefüggés alapján Au = − R = − jωRC 1 jωC ami a frekvencia növekedésével végtelen nagy erősítéshez vezet. Ez nyilvánvalóan lehetetlen. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 119 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 120 ► Másodsorban a kondenzátor impedanciája a frekvencia növekedésével a rövidzár irányába tart, és ezzel a kapcsolás bemeneti ellenállása is tart a zérushoz. A harmadik nehézséget a kapcsolás fázistolása jelenti,

mely instabillá teszi a kapcsolás működését, az áramkör ebben a formájában gerjedni fog. Mindezen hibák kiküszöbölhetők akkor, ha további r és c elemmel egészítjük ki az előző kapcsolást úgy, ahogy azt az alábbi ábra mutatja: 8.10 ábra Differenciáló áramkör (gyakorlati megvalósítás) 8.11 ábra A differenciáló áramkör frekvenciamenete A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 120 ► Elektronika II. Integráló és differenciáló kapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 121 ► A kapcsolás frekvenciamenete az elvileg 20 dB/dekádos folyamatos emelkedés helyett az új elemek alkalmazása miatt letörik, és -20 dB/ dekádos eséssel éri el a 0 dB-es tengelyt. (811 ábra) A 8.10 ábrán látható kapcsolás stabilitása akkor biztosítható, ha a műveleti erősítő egységnyi erősítéshez tartozó f1 frekvenciája magasabb, mint az r és c elemek által

meghatározott törésponti frekvencia, azaz 1 < f1 2 ⋅π ⋅ r ⋅ c Ilyen feltételek mellett a +20 dB/dekádos frekvenciatartományban használható a kapcsolás, differenciáló áramkörként. A bemenet többszörözésével – kihasználva, hogy az invertáló bemeneten áramösszegzés jön létre – az előző kapcsolásunk összegző differenciáló áramkörré alakítható. Ennek kapcsolási rajza látható a 812 ábrán 8.12 ábra Összegző differenciáló erősítő Megfelelően alacsony frekvenciákon – a frekvenciamenet 20 dB/ dekádos szakaszán – a kimeneti feszültség a következő alakban adható meg: n du uki = − R ⋅ ∑ Ci ⋅ be i dt i =1 Ha a differenciálást ennél magasabb frekvenciájú jelekre kell megvalósítani, akkor vissza kell térni a passzív R-C tagos négypólushoz. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 121 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 122 ► 9. Logaritmikus és exponenciális erősítők A műveleti erősítővel felépített invertáló alapkapcsolás kitűnő lehetőséget ad nemlineáris karakterisztikájú áramkörök megvalósítására. Általános esetben legyen mindkét ellenállás nemlineáris feszültség-áram karakterisztikájú. 9.1 ábra Nemlineáris karakterisztika előállítása Ideális műveleti erősítőt feltételezve i1 + i2 = 0 f1 (ube ) = − f 2 (uki ) uki = f 2 [− f1 (ube )] −1 Ismereteink bővítéséhez nemlineáris alkatrészként válasszunk félvezető p-n átmenetet, azaz diódát. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 122 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 123 ► 9.1 Logaritmikus erősítők A félvezető dióda árama (ID) és feszültsége (UD) között az

alábbi kapcsolat áll fenn nyitóirányú előfeszítés esetén: I D = I s ⋅ (e UD m⋅U T − 1) ahol Is az elméleti záróirányú visszáram, UT a termikus feszültség k ⋅T (UT = ), m pedig 1 és 2 közé eső tapasztalati érték, mely döntően az q előállítási technológia függvénye. Kössük be ezt a nemlineáris karakterisztikájú diódát a műveleti erősítő visszacsatoló ágába! Ekkor a következő kapcsoláshoz jutunk: 9.2 ábra Logaritmikus erősítő diódával Amennyiben a diódán eső feszültség kb. 100 mV feletti, akkor a fenti képlet (-1)-es tagja elhanyagolható és ekkor a bemeneti és a kimeneti jel között az alábbi kapcsolat írható fel: UD U be = I s ⋅ e m⋅UT R m ⋅ U T ⋅ ln U be = U D = −U ki R ⋅ Is A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 123 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató U ki = −

m ⋅ U T ⋅ ln Vissza ◄ 124 ► U be R ⋅ Is Eredményünk alapján a kimeneti feszültség a bemeneti jel logaritmusával lesz arányos. Sajnos a logaritmikus kapcsolat csak egy-két dekádon át tekinthető elegendően pontosnak A hibát a dióda nagyobb áramoknál fellépő soros ellenállása és az m paraméter áramfüggése idézi elő Az előző nehézségek egy része csökkenthető, ha bipoláris tranzisztorral helyettesítjük a diódát, ahogy azt a 9.3 ábrán láthatjuk A bipoláris tranzisztor kollektor árama és bázis-emitter feszültsége közötti kapcsolat alapján I C = α ⋅ I s ⋅ (e U BE UT − 1) ≈ I s ⋅ e U BE UT a kimeneti feszültség az alábbi alakban adható meg: 9.3 ábra Logaritmikus erősítő bipoláris tranzisztorral U BE U be = I C = I s ⋅ e UT R U T ⋅ ln U be = U BE = −U ki R ⋅ Is U ki = −U T ⋅ ln U be R ⋅ Is A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 124 ►

Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 125 ► Ez a kapcsolat 1 %-os pontossággal fenntartható abban az esetben, ha • a kollektor áram a 0,5 nA és 0,5 mA közötti tartományban marad. Ez a diódás megvalósításnál elérhető egy-két dekáddal szemben ötdekádos átfogást jelent(!), továbbá • a tranzisztor bázis-emitter feszültsége nagyobb, mint kb. 100 mV (4-6-szorosa UT-nek), • a tranzisztor áramerősítési tényezője nagy, és ezzel α jó közelítéssel egynek tekinthető, • rBB kicsi (és mellette IB is az), mert ekkor rBB ⋅IB << UBE, valamint • UBC ≈ 0. Ez utóbbi feltétel a kapcsolás felépítéséből következik, mivel a tranzisztor kollektora (a műveleti erősítő invertáló bemenete) virtuális földpont. A kimenet változását a bemeneti feszültség függvényében a 9.4 ábrán rajzoltuk fel. A kapcsolás pontos működését

zavarja a műveleti erősítő ofszet hibája. Gondot jelent az ofszet feszültség éppúgy, mint a nem nulla ofszet áram. A legnagyobb probléma azonban a nagy hőmérsékletérzékenység. Ennek oka mind UT, mind IS erőteljes hőfokfüggésében keresendő. 9.4 ábra A logaritmikus erősítő átvitele A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 125 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 126 ► A hőmérsékletérzékenység részbeni kompenzálása két tranzisztor bázis-emitter feszültségének különbségét képezve megoldható. A logaritmikus erősítő hőmérsékletkompenzált áramköri kialakítása a 95 ábrán látható: 9.5 ábra Hőmérsékletkompenzált logaritmikus erősítő A második, Q2-es tranzisztor Uo bázisfeszültsége, mely egyben a második műveleti erősítővel kialakított nem-invertáló erősítő

kapcsolás bemeneti feszültsége is lesz, a következőképpen számítható ki: U o = U BE 2 − U BE1 = U T 2 ⋅ ln U be Io − U T 1 ⋅ ln Ro ⋅ I s1 Is2 Ha a két tranzisztor paraméterei azonosak, akkor termikus feszültségük és záróirányú visszáramuk egyformának tekinthető. Ennek a nagyon fontos feltételnek legkönnyebben úgy lehet megfelelni, hogy a két tranzisztort teljesen egyforma technológiai lépésekkel, egy chipen, egymás mellett állítják elő, majd közös tokozásba helyezik őket. Ekkor U o = −U T ⋅ ln U be Ro ⋅ I o A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 126 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 127 ► Ez pedig már független Is-től. UT hőmérsékletfüggését az R1-R2 ellenállások segítségével lehet hatástalanítani, amennyiben megfelelő termikus állandójú hőmérsékletfüggő

ellenállásokat alkalmazunk. Emellett R AU 2 = 1 + 2 -re azért is szükség van, mert az⏐Uo⏐feszültség gyakran keR1 zelhetetlenül kicsi. A 9.5 ábra kimeneti jele így a következő lesz: ⎛ R ⎞ U U ki = −⎜⎜1 + 2 ⎟⎟ ⋅ U T ⋅ ln be R1 ⎠ Ro ⋅ I o ⎝ A kimeneti jel nagysága R1-gyel, R2-vel, illetve Ro és Io értékeivel állítható be, akár a ± 10 V-os tartományba is. 9.6 ábra A hőmérsékletkompenzált logaritmikus erősítő kimeneti jele (Ube logaritmikus tengelyen ábrázolva!) A karakterisztikák meredekségét a nem-invertáló erősítőként működő második fokozat erősítése határozza meg. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 127 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 128 ► 9.2 Nullpont-indikátor kapcsolás A 9.3 ábrán szereplő kapcsolás kis továbbfejlesztésével a nullátmeneteket

figyelő áramkört hozhatunk létre Kapcsolási rajzát a 97 ábra mutatja. 9.7 ábra Nullpont-indikátor Áramkörünk pozitív bemeneti jelekre a logaritmikus erősítőnél megismert választ adja. Ekkor a Q2-es pnp tranzisztor bázisáram hiányában lezárva marad Negatív vezérlés esetén a Q1 marad zárva és Q2 valósít meg logaritmikus kimeneti jelet, mely ekkor pozitív lesz. A nullátmenet közelében – ahol még egyik tranzisztor sem üzemel – a műveleti erősítő nyílthurkú feszültségerősítéssel dolgozik és nagyon meredeken váltja át kimeneti jelének polaritását. Ha minden pillanatban szeretnénk kézben tartani az áramkör erősítését, akkor egy Ro ellenállással ez megtehető, mert a nullátmenetek közelében akkor -Ro/R lesz a kapcsolás feszültségerősítése. A kapcsolás akár határoló áramkörként is alkalmazható. A kimenetre párhuzamosan kötött két bázis-emitter dióda miatt a kimeneti feszültség nem nőhet kb ± 0,7 V

fölé A nullpont-indikátor be- és kimeneti jele közötti kapcsolatot a 9.8 ábrán követhetjük nyomon. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 128 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 129 ► 9.8 ábra A nullpont-indikátor működése 9.3 Exponenciális erősítők A további nemlineáris karakterisztikák előállításához cseréjük fel a 9.2 ábrán szereplő kapcsolásban a dióda és az ellenállás helyét! Ekkor a 9.9 ábrán bemutatott kapcsoláshoz jutunk: 9.9 ábra Exponenciális erősítő diódával A visszacsatoló ellenálláson átfolyó áram a dióda áramával fog megegyezni (ideális műveleti erősítőt feltételezve), ezért a kimeneti feszültség az alábbi alakú lesz: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 129 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális

erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató U ki = R ⋅ I D = R ⋅ I s ⋅ e mivel U be = −U D Vissza ◄ 130 ► UD m⋅U T ezért U ki = R ⋅ I s ⋅ e −U be m⋅U T A kimeneti feszültség itt a bemeneti jel exponenciális függvénye lett, ahogy ezt a 9.10 ábra mutatja: 9.10 ábra Az exponenciális erősítő karakterisztikája A diódás logaritmikus erősítőre vonatkozó korlátozások ennél a kapcsolásnál is behatárolják az áramkör felhasználási körét. Bipoláris tranzisztorral helyettesítve a diódát, jelentősen kiterjeszthetjük az exponenciális karakterisztika határait (lásd 911 ábra) A 9.3 ábrához kötődő és ott részletesen felsorolt peremfeltételek mellett ez a kapcsolás is 1 %-nál kisebb eltéréssel közelíti az elméleti görbét, mely képletszerűen az alábbi alakban írható fel: U ki = R ⋅ I C = R ⋅ I s ⋅ e U BE UT = R ⋅ Is ⋅ e A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató −U be UT Vissza ◄ 130 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 131 ► 9.11 ábra Exponenciális erősítő bipoláris tranzisztorral Mint a képlet is mutatja, ez a kapcsolás szintén nagyon érzékeny a hőmérsékletváltozásra. Az előzőekhez hasonló módon – két tranzisztor bázis-emitter feszültségének különbségét képezve – a záróirányú visszáramtól, Is-től való függés teljesen kiküszöbölhető. R1 és R2 ellenállások helyett hőfokfüggő elemek alkalmazásával a termikus feszültség hatása is csökkenthető. (lásd 912 ábra) 9.12 ábra Hőmérsékletkompenzált exponenciális erősítő A kimeneti feszültséget az alábbi összefüggések alapján határozhatjuk meg. U 0 − U BE1 + U BE 2 = 0 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 131 ► Elektronika II. Logaritmikus és

exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató U o = U BE1 − U BE 2 = U T ⋅ ln Vissza ◄ 132 ► I I I C1 − U T ⋅ ln C 2 = −U T ⋅ ln C 2 I C1 Is2 I s1 uki u Uo − = ln R = ln ki Io Io ⋅ R UT uki = R ⋅ I o ⋅ e − Uo UT mivel Uo = R1 ube R1 + R2 ezért uki = R ⋅ I o ⋅ e − R1 ube ⋅ R1 + R2 U T 9.4 Négyzetre emelő áramkör A logaritmikus és az exponenciális erősítő kombinálásával már számtalan további művelet valósítható meg. Ezek közül most egy olyan kapcsolással ismerkedünk meg, mely a bemeneti feszültségjel négyzetével arányos kimeneti jelet szolgáltat. Az áramkör kapcsolási rajza a következő ábrán látható: 9.13 ábra Négyzetre emelő áramkör A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 132 ► Elektronika II. Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄

133 ► A kapcsolás működésének megértéséhez először írjuk fel az Uo feszültséget a Q1 és Q2-es tranzisztorok bázis-emitter feszültségének a segítségével: U o = −(U BE1 + U BE 2 ) = −(U T ⋅ ln I I C1 + U T ⋅ ln C 2 ) Is2 I s1 I ⋅I u U o = −U T ⋅ ln C1 C 2 ≅ −U T ⋅ ln 2 be 2 I s1 ⋅ I s 2 R ⋅ Is 2 A második fokozat számára, mely egy exponenciális erősítőt valósít meg, ez lesz a vezérlőjel, tehát: uki = I s 3 ⋅ R ⋅ e −U o UT 2 2 u u = I s 3 ⋅ R ⋅ 2 be 2 ≅ be R ⋅ Is R ⋅ Is A számítás levezetése során több közelítéssel is éltünk. Legfontosabb ezek közül a három tranzisztor paramétereinek azonossága A művelet pontos végrehajtásához a 93 ábrához kötődő és ott részletesen felsorolt peremfeltételek mindegyikére szükség van A kimeneti jel UT-től független, de Is-en keresztül továbbra is érzékenyen függ a hőmérséklettől. A kapcsolásnak természetesen létezik

hőmérsékletkompenzált kiviteli formája is, de annak ismertetése meghaladja e jegyzet kereteit. 9.5 Analóg számológépek A logaritmikus és az exponenciális erősítő további bővítése összeadó és kivonó áramkörökkel lehetővé teszi a szorzás, az osztás és a hatványozás matematikai műveleteinek áramköri megvalósítását. Ezen ismeretek birtokában pedig már összetettebb műveletek is végrehajthatók, sőt analóg számológépek is készíthetők. A digitális technika megjelenése és térhódítása előtt, elsősorban a 60-as és 70-es években üzemcsarnokok és gyárak sora használta vezérlésre az analóg technikával megvalósított számológépeket. Ezeknek a megoldásoknak gyors működésük miatt ma is van létjogosultsága, ha un real time (gyakorlatilag késleltetési idő nélkül) szeretnénk felhasználni az eredményt A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 133 ► Elektronika II.

Logaritmikus és exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 134 ► Szorzás: A szorzás művelete két logaritmikus érték összeadásán alapul. A művelet végrehajtásának folyamatábráját a 9.14 ábrán láthatjuk 9.14 ábra Az analóg szorzó működési elve uki = e (ln u1 +ln u2 ) = eln u1 ⋅ e ln u2 = u1 ⋅ u2 Feszültségek analóg elven történő szorzására más módszer is lehetséges. A differenciálerősítő továbbfejlesztéséből létrejött áramkörök nélkülözhetetlen egységei a legkülönfélébb rádiótechnikai áramköröknek, modulátoroknak. Osztás: Az osztást két logaritmikus érték egymásból történő kivonásán alapszik. Folyamatábrája a következő: 9.15 ábra Analóg osztás megvalósítása uki = e(ln u1 −ln u2 ) = eln u1 u1 = eln u2 u2 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 134 ► Elektronika II. Logaritmikus és

exponenciális erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 135 ► Hatványozás: A hatványozás a logaritmikus érték konstanssal való szorzása alapján végezhető el. Ezt mutatja a 916 ábra: 9.16 ábra Analóg hatványozás (gyökvonás) uki = e m⋅ln ube = ube m Az m kitevő értékére semmilyen megkötés nincs, ezért m értéke akár egynél kisebb is lehet. Ezzel m = 1/2 esetén például négyzetgyökvonást valósíthatunk meg Egy példa: Valósítsuk meg az alábbi függvényt: ⎛u ⎞ uki = u3 ⋅ ⎜⎜ 1 ⎟⎟ ⎝ u2 ⎠ m Megoldás: 9.17 ábra A fenti függvény megvalósítása A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 135 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 136 ► 10. Aktív R-C szűrők A műveleti erősítők megjelenése óriási változást idézett elő a szűrőáramkörök

építésében. Az analóg elektronikának talán nincs is még egy olyan területe, melyre a műveleti erősítők ekkora hatással lettek volna. A korábban nehézkesen vagy egyáltalán meg sem oldható szűrési feladatokra számtalan megoldási lehetőséget kínáltak az aktív elemekkel kiegészített R-C szűrők. A sok gonddal és csak nagy értékszórással előállítható tekercsek, melyeknek egymásra és a szomszédos alkatrészre gyakorolt zavaró hatása rengeteg kellemetlenség forrása volt, szinte eltűntek a kapcsolásokból. A fejlesztőmérnökök asztalán pedig sorra jelentek meg az újabb és újabb megoldások, melyek mára a bőség zavarával ejtik rabul a kezdő felhasználót. A szűrők – vagy szelektív erősítők – elsősorban abban térnek el a korábban megszokott erősítő áramköreinktől, hogy a frekvenciasávnak mind az áteresztő, mind a záró tartományára megkötéseink vannak. Ezen áramkörök nem is biztos, hogy erősítenek,

alkalmazásuknak nem ez a célja. Feladatuk a bemeneti jel különböző frekvenciájú komponenseiből egyeseket erősíteni vagy változtatás nélkül átengedni, míg másokat csak nagy vagy előírt csillapítással továbbítani. Mivel a frekvenciamenet szoros kapcsolatban áll a fázismenettel, ezért a frekvenciamenet módosítása kihatással lesz a szűrőt elhagyó különböző frekvenciájú komponensek fázisviszonyaira is. Ahol ez kritikus probléma, ott a fázismenet – adott frekvenciatartományon belüli – helyreállítása érdekében mindent-áteresztő szűrőket alkalmazunk. Az aktív szűrőknek is – akárcsak passzív alkatrészekből készített testvéreiknek – az alábbi típusai vannak: • • • • • alul-áteresztő szűrők, felül-áteresztő szűrők, sáv-áteresztő szűrők, sávzáró szűrők és (mindent-áteresztő szűrők). A sáv-áteresztő és a sávzáró szűrők közül azokat, melyek relatív sávszélessége (Δf/fo) már

egy századnál is kisebb, gyakran lyukszűrőként említjük. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 136 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató ◄ Vissza 137 ► 10.1 ábra Alul-áteresztő szűrő elsőfokú Au ( s ) = 1 1+ s másodfokú 1 Au ( s ) = 1+ ωo s s2 + 2 Ω ⋅ ωo ωo 10.2 ábra Felül-áteresztő szűrő s2 s elsőfokú Au ( s ) = ωo 1+ s másodfokú ωo A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató ωo 2 Au ( s ) = 1+ s s2 + 2 Ω ⋅ ωo ωo Vissza ◄ 137 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 138 ► Vissza ◄ 138 ► 10.3 ábra Sáv-áteresztő szűrő s Ω ⋅ ωo Au ( s ) = s s2 1+ + 2 Ω ⋅ ωo ωo 10.4 ábra Sávzáró szűrő 1+ Au ( s ) = 1+ s2 ωo 2 s s2 + 2 Ω ⋅ ωo ωo A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aktív R-C szűrők Vissza ◄ 139 ► A különböző szűrők sematikus frekvenciamenete a 10.1, 102, 103 és a 10.4 ábrákon látható Az ábrák alatt pedig a legegyszerűbb esetekre az átviteli függvényt találjuk. A szűrők pontos meghatározása átviteli függvényük pólus-zérus képének alapján történik. Pólusoknak hívjuk az átviteli függvény nevezőjének a gyökeit, míg a zérusok az átviteli függvény számlálójának a gyökei A pólusok és zérusok elhelyezkedése egyértelműen jellemzi a szűrőt és tetszőleges pólus-zérus képhez – jól meghatározott algoritmusokkal – előállítható a hozzá tartozó hálózat vagy áramköri megoldás. Ez gyakran táblázatokkal történik, de ma már számtalan számítógépes tervezőprogram segíti a mérnökök munkáját. Bár az átviteli függvények, illetve a pólus-zérus elrendezések között

folyamatos az átmenet, mégis meghatározott tulajdonságok alapján többféle karakterisztikájú szűrőt különböztetünk meg. Ezek a tulajdonságok egy adott szempontból a szűrőt optimálissá teszik Ez az optimum lehet a frekvenciamenetre, a fázismenetre vagy esetleg a szűrő impulzusátvitelére stb. vonatkozó paraméter Tekintsük át röviden ezeket: Lineáris fázismenetű, vagy Bessel szűrők: 10.5 ábra Negyedfokú Bessel szűrő amplitúdó és fázismenete A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 139 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aktív R-C szűrők Vissza ◄ 140 ► A Bessel szűrők lineáris fázismenetű szűrők, melyeket gyakran futási idejűket tekintve maximálisan lapos szűrőknek is neveznek. Ennek következtében az áteresztő tartományban a különböző frekvenciájú jelek a szűrőn közel azonos késleltetéssel haladnak át – a csoportfutási

idő közel állandó –, tehát az impulzusátvitel nagyon jó lesz. Az optimális impulzusátvitel mellett azonban ezeknek a szűrőknek nem elég meredeken esik az amplitúdó karakterisztikájuk. Átviteli függvényük nevezőjét az un Besselpolinom írja le Maximálisan lapos vagy Butterworth szűrők: Frekvenciamenetük az áteresztő tartományban maximálisan lapos és változása egyirányú, azaz monoton. Átviteli függvényük nevezőjében a Butterworth-polinom szerepel. Pólusaik egy kör mentén helyezkednek el függetlenül a szűrő fokszámától. Impulzusátvitelük közepesen jó, mert a fokszám emelkedésével a túllövés nő. Butterworth-Thomson szűrők: Folyamatos átmenetet képviselnek a Bessel és Butterworth szűrők között. Impulzusátvitelük nagyon jó, miközben amplitúdó-karakterisztikájuk mindvégig monoton marad. Egyenletes ingadozású vagy Csebisev szűrők: Frekvenciamenetük az áteresztő tartományban egyenletesen ingadozik, melynek

mértéke jól meghatározható. Az ingadozások számát a szűrő fokszáma határozza meg. A törésponti frekvenciától kezdve a csillapításmenet meredeken esik és monoton Ugyanolyan fokszám mellett nagyobb szelektivitás érhető el vele, vagy az előírt specifikációk kisebb fokszámú szűrővel teljesíthetők, mint az előbb felsorolt szűrők esetében. Ugyanakkor fázismenetük erősen változó, aminek következménye a gyenge impulzusátvitel Tranziens átvitele jelentős túllövést mutat Átviteli függvényének nevezőjét Csebisev-polinom írja le Inverz Csebisev szűrők: Frekvenciamenetük a záró tartományban egyenletes ingadozású, miközben az áteresztő tartományban monoton. Egyéb tulajdonságai megegyeznek a Csebisev szűrőkével. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 140 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aktív R-C szűrők Vissza ◄ 141 ► Legendre

szűrők: Átmenetet képviselnek a Butterworth és a Csebisev szűrők között. Ingadozásuk az áteresztő tartományban kisebb, mint a Csebisev szűrőknél Csillapítás-menetük nem olyan meredek, mint a Csebisev szűrőké, de jobb, mint a Butterworth szűrők esetén. Tranziens tulajdonságaik roszszabbak a Butterworth szűrőkénél, de jobbak a Csebisev szűrőkhöz képest Cauer szűrők: A Cauer szűrők a legszelektívebb szűrők. Frekvenciamenetük mind az áteresztő-, mind a zárósávban egyenletesen ingadozik. A zárótartományban ez egy adott csillapítás érték és a -∝ között van Az ingadozások számát a szűrő fokszáma befolyásolja Fázismenetük erősen változó, ezért tranziens átvitelük nagyon rossz. 10.6 ábra Negyedfokú Cauer szűrő amplitúdó és fázismenete A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 141 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aktív R-C

szűrők Vissza ◄ 142 ► Az aktív R-C szűrők könyvtárnyi szakirodalmában számtalan további szűrőtípusra lelhetünk. Az azonban már az eddigiekből is látszik, hogy a szűrők tervezése komoly kompromisszumra készteti a mérnököket. A két egymásnak ellentmondó követelmény a szelektív, meredek amplitúdó karakterisztika és a minél jobb, lehetőleg túllövés-mentes impulzusátvitel. Ahogy javítani szeretnénk az egyik paraméteren, úgy rontunk a másikon és viszont Példaként álljon itt a legismertebb négy szűrő amplitúdó menete – melyek valamennyien másodfokúak – egy grafikonban ábrázolva. Könynyen lehet, hogy az adott célra egy másodfokú Bessel, vagy Butterworth szűrő nem elég szelektív, miközben talán egy másodfokú Cauer szűrő kielégítené a feltételeket. 10.7 ábra Különböző (másodfokú) alul-áteresztő szűrők levágási meredeksége A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄

142 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 143 ► A szűrő szükséges fokszámának meghatározásához a frekvenciamenetet alapul véve alapvető összefüggésként az alábbiakat vegyük figyelembe: A szűrő fokszáma annál magasabb lesz, minél kisebb az áteresztő sávban megengedhető ingadozás mértéke, minél nagyobb a zárósávban minimálisan előírt csillapítás értéke, és minél keskenyebb az átmeneti frekvenciatartomány. Természetesen szűrőnk annál összetettebb és bonyolultabb lesz, minél magasabb fokszámmal vagyunk kénytelenek a feladatot megoldani. A szűrők tervezése során, bármilyen szűrőről is legyen szó, minden esetben egy referencia alul-áteresztő szűrőre vezetjük vissza a problémát. (Ennek részletes leírása meghaladja e jegyzet kereteit.) Mind a frekvenciára, mind az alkatrészekre normalizált értékeket vezetünk be, és alkalmazzuk a

szükséges transzformációkat A frekvenciaegység minden esetben fH, azaz az áteresztő tartomány határa. Ezért ennek normalizált értéke, ΩH mértékegység nélkül egységnyi lesz. Ennek eredményeként a következő szűrőhöz jutunk: 10.8 ábra Referencia alul-áteresztő szűrő A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 143 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 144 ► A legfontosabb összefüggések a 10.1 és a 108 ábrák között az alábbiak: 1 1 és εS = −1 εH = −1 2 2 aS aH illetve aH és aS dB-ben történő megadása esetén aS aH ε H = 10 10 − 1 ε S = 10 10 − 1 és ahol εH és εS az un. ingadozás-paraméterek Táblázatosan megadva aH (dB) 0,1 0,3 0,5 1 3 εH 0,153 0,267 0,35 0,509 0.998 aS (dB) 10 20 40 60 80 100 εS 3 9,95 99,99 1000 10 000 100 000 Továbbá ΩS = f S ωS = f H ωH Most

érkeztünk oda, hogy a szűrő szükséges (minimális) fokszáma meghatározásra kerüljön. Ugyanis Butterworth lg n≥ εS εH lg Ω S Csebisev arch n≥ Cauer εS εH archΩ S n≥ szűrő esetén az 2 π 2 ⋅ ln 4 ⋅ εS 8 ⋅ ln εH Ωs − 1 meglehetősen összetett képletek felhasználásával a kívánt amplitúdó karakterisztika megvalósításához minimálisan szükséges szűrő fokszáma, n megadható. (n csak egész szám lehet) Különböző szűrőtípusokat választva ugyanarra a feladatra – az előírt amplitúdó-menet elérésére – különböző fokszámú szűrőket kaphatunk A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 144 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 145 ► Példaként legyen az áteresztő tartomány határa 1 kHz, a záró tartomány kezdete 2 kHz, az áteresztő tartományban megengedhető maximális

ingadozás 1 dB, és a záró tartományban szükséges minimális csillapítás 40 dB. Ekkor szűrő típusa számított n érték fokszám Butterworth 7,618 8 Csebisev 4,536 5 Cauer 2,809 3 Tehát a fenti feltételeknek megfelelő szűrő egy legalább 8-adfokú Butterworth, 5-ödfokú Csebisev vagy 3-adfokú Cauer szűrővel realizálható. A választást ezek ismeretében további paraméterek mérlegelésével tehetjük meg Ezek lehetnek akár a tranziensjellemzők, de lehet a megvalósításhoz szükséges műveleti erősítők száma, esetleg a kapcsolás összetettsége, hangolhatósága stb A szűrőt megépítés előtt célszerű egy áramkör-szimulációs program (DesignLab, PSpice) segítségével tesztelni, frekvencia- és fázismenetét ellenőrizni, négyszögjel-átvitelét elemezni. Lyukszűrő esetén a pontos behangoláshoz és az alkatrészek értékének kiválasztásához is segíthet a szimuláció A következőkben megismerkedünk a legegyszerűbb

(első- és másodfokú) műveleti erősítővel felépített aktív RC-szűrőkkel, melyek akár összetettebb, magasabb fokszámú szűrők alaptagjai is lehetnek. 10.1 Elsőfokú aktív R-C alaptagok 10.11 Elsőfokú alul-áteresztő alaptagok Nem-invertáló alapkapcsolással: fo = 1 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C Ao = 1 + R2 R1 (fo a szűrő határfrekvenciáját, Ao pedig az áteresztő sávban mérhető feszültségerősítést jelenti.) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 145 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 146 ► 10.9 ábra Elsőfokú alul-áteresztő szűrő nem-invertáló alapkapcsolással Invertáló alapkapcsolással: fo = 1 2 ⋅ π ⋅ R2 ⋅ C Ao = − R2 R1 10.10 ábra Elsőfokú alul-áteresztő szűrő invertáló alapkapcsolással 10.12 Elsőfokú felül-áteresztő alaptagok Nem-invertáló alapkapcsolással: fo = 1 2 ⋅π ⋅ R

⋅ C Ao = 1 + A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató R2 R1 Vissza ◄ 146 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 147 ► 10.11 ábra Elsőfokú felül-áteresztő szűrő nem-invertáló alapkapcsolással Invertáló alapkapcsolással: fo = 1 2 ⋅ π ⋅ R1 ⋅ C Ao = − R2 R1 10.12 ábra Elsőfokú felül-áteresztő szűrő invertáló alapkapcsolással Felül-áteresztő szűrőknél fontos kihangsúlyozni, hogy a műveleti erősítő véges határfrekvenciája miatt az átviteli tartomány nem terjed az elméleti végtelen frekvenciáig. Ezért ezeknek a kapcsolásoknak a frekvenciamenete előbb vagy utóbb szintén hanyatlani kezd a frekvencia növekedésével Külön meg kell fontolni azt, hogy ez a töréspont kellően magasan helyezkedik-e el ahhoz, hogy az átviteli tartomány számunkra lényeges frekvenciájú komponenseit ne zavarja. A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 147 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 148 ► 10.2 Másodfokú aktív R-C alaptagok Másodfokú szűrő alaptagok kialakítására számtalan részletesen kidolgozott módszer létezik. Ezeket a tervezési segédletek a legapróbb részletekig tartalmazzák. Ezek az alaptagok döntően a műveleti erősítő közel végtelen erősítését vagy vezérelhető feszültséggenerátor jellegét használják ki. A kapcsolás lehet negatív vagy pozitív, egyszeres vagy többszörös visszacsatolású Emellett több olyan megoldás is létezik, melyekben a műveleti erősítő negatív impedancia konverterként vagy girátorként működik. Ezek összetettebb kapcsolások és ezért kevésbé elterjedtek A közel száz lehetőség közül példaként tekintsük meg először a végtelen erősítésű technika többszörös negatív

visszacsatolású esetét. 10.21 Végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete Általános felépítése az alábbi: 10.13 ábra A végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete A kapcsolás átviteli függvénye általános esetben: Au (s ) = − YR = Y1 ⋅ Y3 , Y5 ⋅ (Y1 + Y2 + Y3 + Y4 ) + Y3 ⋅ Y4 1 R és ahol YC = s ⋅ C A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 148 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 149 ► Másodfokú alul-áteresztő szűrő: Ahhoz, hogy ebből másodfokú alul-áteresztő alaptag váljék, a következő választások szükségesek (lásd 10.1 ábra alatti képlet): először : Y1 = 1 1 és Y3 = , mert ekkor a számláló valós szám lesz, R3 R1 másodszor: Y5 = sC5 , mert ekkor lesz csak a nevezőben s2-es tag, harmadszor: Y4 = 1 , mert ekkor lesz s nélküli

komponens a nevezőben, R4 negyedszer: Y2 = sC2 , mert így lesz a nevezőben s a második hatványon. Eredményül a következő másodfokú alul-áteresztő kapcsolást kapjuk: 10.14 ábra Másodfokú alul-áteresztő alaptag (végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete) Az így előállt szűrő átviteli függvénye: A(s ) = − R4 ⋅ R1 1 ⎛1 1 1 ⎞ 1 + s ⋅ C5 ⋅ R3 ⋅ R4 ⋅ ⎜⎜ + + ⎟⎟ + s 2 ⋅ C2 ⋅ C5 ⋅ R3 ⋅ R4 ⎝ R1 R3 R4 ⎠ melyből fo = 1 2 ⋅ π ⋅ C2 ⋅ C5 ⋅ R3 ⋅ R4 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató és Vissza ◄ 149 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Ao = − Vissza ◄ 150 ► R4 R1 Az alkatrészek értékének átgondolt megválasztásával ez a másodfokú aluláteresztő szűrő – a kívánt pólus-zérus képpel – a tervezett típusúvá alakítható. Másodfokú felül-áteresztő

szűrő: A 10.13 ábrából kiindulva másodfokú felül-áteresztő szűrőt is tervezhetünk Ennek feltétele (lásd 102 ábra alatti képlet): először : Y1 = sC1 és Y3 = sC3 , mert ekkor a számlálóban lesz s2 tag, másodszor: Y5 = harmadszor: Y4 = sC4 , mert ekkor lesz s2 komponens a nevezőben, negyedszer: Y2 = 1 , mert ekkor lesz csak a nevezőben s nélküli tag, R5 1 , mert így lesz a nevezőben s nélküli tag. R2 Az így előállt szűrő átviteli függvénye: A(s ) = − C1 s 2 ⋅ R2 ⋅ R5 ⋅ C3 ⋅ C4 ⋅ C4 1 + s ⋅ R2 ⋅ (C1 + C3 + C4 ) + s 2 ⋅ R2 ⋅ R5 ⋅ C3 ⋅ C4 melyből fo = 1 2 ⋅ π ⋅ R2 ⋅ R5 ⋅ C3 ⋅ C4 Ao = − és C1 C4 Eredményül a következő másodfokú felül-áteresztő kapcsolást kapjuk: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 150 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 151 ► 10.15 ábra

Másodfokú felül-áteresztő alaptag (végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete) Másodfokú sáv-áteresztő szűrő: Ismét induljunk ki a 10.13 ábrából! Ebből a 103 ábra alatti képlet alapján két megoldás is lehetséges. Az első esetben Y1 = sC1 Y3 = 1 R3 Y4 = 1 R4 Y5 = sC5 (R2 vagy C2 választása közömbös a kapcsolás szempontjából, itt most válasszunk ellenállást.) Az ennek megfelelő szűrőkapcsolást a 1016 ábra mutatja. 10.16 ábra Másodfokú sáv-áteresztő alaptag I (végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete) A második megoldás szerint A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 151 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Y1 = 1 R1 Y3 = sC3 Y4 = sC4 Vissza Y5 = ◄ 152 ► 1 R5 (Mivel Y2 választása közömbös, legyen R2. Gyakran azért választunk

ellenállást, mert értékük pontosabb, mint a kondenzátoroké) A kapcsolást a 10.17 ábrán láthatjuk 10.17 ábra Másodfokú sáv-áteresztő alaptag II (végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete) Másodfokú sávzáró szűrő: A végtelen erősítésű technika többszörös negatív visszacsatolású esete nem alkalmas sávzáró szűrő megvalósítására. Nincs olyan alkatrész összeállítási lehetőség, mellyel a sávzáró szűrő átviteli függvényét (annak számlálóját) meg tudnánk oldani Következésképpen ilyen feladat megoldására más kapcsolást kell választani. 10.22 Egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika A másik nagyon gyakran alkalmazott másodfokú alaptag-kapcsolás az egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika. Ennek általános felépítését a 1018 ábrán mutatjuk be: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Vissza ◄ 152 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 153 ► 10.18 ábra Egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika A kapcsolás átviteli függvénye általános esetben: Au (s ) = Y1 ⋅ Y3 , Y5 ⋅ (Y1 + Y2 + Y3 + Y4 ) + Y1 ⋅ Y3 ahol az előzőekhez hasonlóan YR = 1 R és YC = s ⋅ C Másodfokú alul-áteresztő szűrő: 10.19 ábra Másodfokú alul-áteresztő kapcsolás (egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 153 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 154 ► A másodfokú alul-áteresztőkre jellemző átviteli függvény létre-hozásához: Y1 = 1 R1 Y3 = 1 R3 Y4 = sC4 Y5 = sC5 (R2 vagy C2 nem feltétlenül szükséges,

ezért kihagyjuk a kapcsolásból.) Az így előállt szűrő átviteli függvénye: A(s ) = 1 1 + s ⋅ C5 ⋅ (R1 + R3 ) + s 2 ⋅ R1 ⋅ R3 ⋅ C4 ⋅ C5 melyből fo = 1 2 ⋅ π ⋅ R1 ⋅ R3 ⋅ C4 ⋅ C5 és Ao = 1 Másodfokú felül-áteresztő szűrő: 10.20 ábra Másodfokú felül-áteresztő kapcsolás (egyszeres pozitív viszszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika) Az egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technikával másodfokú felül-áteresztő alaptag is készíthető. (A pozitív visszacsatolás és a felül-áteresztő jelleg miatt ennél a kapcsolásnál fokozottabban ügyelni kell a szűrő stabilitására.) Másodfokú felül-áteresztő szűrőhöz a következő helyettesítéseket kell választani: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 154 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Y1 = sC1 Y3 = sC3

Y4 = Vissza 1 R4 Y5 = ◄ 155 ► 1 R5 (R2 vagy C2 nem feltétlenül szükséges, ezért kihagyjuk a kapcsolásból.) Megvalósításra szánt kapcsolásunkat a 10.20 ábrán láthatjuk Az így előállt szűrő átviteli függvénye: A(s ) = s 2 ⋅ R4 ⋅ R5 ⋅ C1 ⋅ C3 1 + s ⋅ R4 ⋅ (C1 + C3 ) + s 2 ⋅ R4 ⋅ R5 ⋅ C1 ⋅ C3 melyből fo = 1 2 ⋅ π ⋅ R4 ⋅ R5 ⋅ C1 ⋅ C3 és Ao = 1 Másodfokú sáv-áteresztő szűrő: 10.21 ábra Sáv-áteresztő szűrő (egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika) Az elemek megfelelő megválasztásával ez a technika is alkalmas sáváteresztő jellegű szűrő összeállítására. Egy lehetséges megoldás, ha Y1 = 1 R1 Y2 = sC2 Y3 = sC3 Y4 = 1 R4 Y5 = 1 R5 A könnyebb kivitelezhetőség érdekében válasszunk (közel) azonos alkatrészeket. Legyen R1 = R4 = R R5 = 2 ⋅ R A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató C2 = C3 = C Vissza ◄ 155

► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 156 ► A fenti alkatrészértékek mellett a sávközépi frekvencia és erősítés az alábbi egyszerű képletekkel adható meg: fo = 1 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C és Au = 1 2 Másodfokú sávzáró szűrő: Az egyszeres pozitív visszacsatolású vezérelt feszültséggenerátoros technika sem alkalmas sávzáró szűrő megvalósítására. 10.3 Magasabb fokszámú szűrők előállítása Ha a kívánt szelektivitás már másodfokú szűrővel nem valósítható meg, akkor kénytelenek vagyunk magasabb fokszámú szűrőt választani. Persze a harmad-, negyed-, ötöd- stb. fokszámú szűrők készítése még több matematikai hátteret és áramkör-építési tapasztalatot igényel. A legtöbb esetben ilyenkor igyekszünk a feladatot kaszkádba (egymás után) kapcsolt első- vagy másodfokú szűrők segítségével megoldani. A legnagyobb

egyszerűsítési lehetőséget, de egyben gondot is az jelenti, hogy az eredő átviteli függvény a tagok átviteli függvényének szorzata lesz. Ezért négy azonos, mondjuk másodfokú szűrő összekapcsolásával egy egészen más törésponttal rendelkező és – nagy valószínűséggel – az eredetitől eltérő típusú szűrőt kapunk, bár a végeredmény valóban nyolcadfokú szűrő lesz. A kívánt magasabb fokszámú szűrő eléréséhez szükséges alacsonyabb fokszámú alaptagok méretezését a szakirodalom részletesen megadja. Általában ezek az alaptagok teljesen eltérő törésponti frekvenciával és frekvenciamenettel rendelkeznek. A lényeg azonban az eredő hatásuk lesz Példaként álljon itt egy nyolcadfokú alul-áteresztő Csebisev típusú szűrő négy másodfokú alaptagból kialakítva. Az eredő Csebisev szűrő 3 dB-es áteresztő sávi ingadozású, 1 kHz-es töréspontú legyen, míg a záró tartomány 2 kHz-nél kezdődjön és itt

legalább 80 dB-t csillapítson. Ekkor az alaptagok törésponti frekvenciája (fo) és jósági tényezője (Ω) az alábbi: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 156 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 157 alaptag 1 2 3 4 fo (Hz) 224 566 839 987 Ω 1,03 3,08 6,82 22,87 ► A négy darab másodfokú alaptag és az eredő alul-áteresztő szűrő frekvenciamenetét a 10.22 ábrán láthatjuk: 10.22 ábra Nyolcadfokú 3 dB ingadozású Csebisev szűrő és az azt megvalósító négy alaptag frekvenciamenete Az egymás után kapcsolt alaptagok sorrendje elméletileg bármilyen lehet, mégis gyakorlati megfontolások szükségesek az adott célra legalkalmasabb sorrend kiválasztásához. Itt is több egymásnak ellentmondó követelményt kellene egyidejűleg kielégíteni A minél kisebb zaj miatt célszerű lenne a legalacsonyabb törésponttal

rendelkező alaptagot a szűrőlánc végére helyezni, hogy minél jobban elnyomja a többi alaptag által keltett zajt is. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 157 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aktív R-C szűrők Vissza ◄ 158 ► Ugyanakkor a kivezérlés szempontjából ezt – a legalacsonyabb törésponttal rendelkező alaptagot – a szűrőlánc legelejére kellene tenni. Tovább bonyolítja az amúgy sem egyszerű helyzetet, ha a szűrő impulzusátvitele vagy fázismenete is lényeges paraméter. A konkrét megvalósítás előtt célszerű a kapcsolás viselkedéséről számítógépes áramkörszimulációval meggyőződni 10.4 Kettős T aktív R-C szűrők A rezonanciafrekvencián szakadásnak tekinthető aszimmetrikus bemenetű és aszimmetrikus kimenetű kettős T szűrő kitűnő lehetőséget ad – a műveleti erősítő megfelelő visszacsatoló ágában elhelyezve

– sáváteresztő, illetve sávzáró szűrők megvalósítására. 10.41 Sáv-áteresztő szűrő 10.23 ábra Sáv-áteresztő kapcsolás kettős T szűrővel Ha a kettős T szűrőt a műveleti erősítő negatív visszacsatoló ágában helyezzük el, akkor a rezonanciafrekvencián a negatív visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 158 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 159 ► megszűnik (vagy nagymértékben csökken), ezért rezonanciafrekvencián jelentős kiemelést kapunk, miközben a frekvenciatartomány többi részén a közel teljes negatív visszacsatolás miatt a feszültségerősítés egységnyi marad. Ilyen kapcsolási megoldást láthatunk a 1023 ábrán A visszacsatoló ágban a kettős T szűrővel párhuzamosan elhelye1 zett (bC+R/b) R-C tag biztosítja az f o = rezonanciafrekvenci2 ⋅π ⋅ R ⋅ C án is kézben tartható

feszültségerősítést. Ekkor a műveleti erősítő az ina vertáló alapkapcsolás miatt Au ( f = f o ) = − erősítéssel dolgozik. b 10.42 Sávzáró szűrő Ha a kettős T szűrőt a műveleti erősítő pozitív visszacsatoló ágába illesztjük, akkor a rezonanciafrekvenciától távol, ahol a kettős T szűrő átvitele egységnyi, a bemeneti jel változtatás nélkül vezérli a műveleti erősítőt. Rezonanciafrekvencián nem jut vezérlőjel a műveleti erősítőre, ezért a kimeneti jel nulla lesz. A kapcsolás tehát sávzáró szűrőként viselkedik (lásd. 1024 ábra) 10.24 ábra Sávzáró kapcsolás kettős T szűrővel 1 , ahol 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C nincs kimeneti jel. Ettől eltérő (kellően távoli) frekvenciákon a szűrő Au ( f ≠ f o ) = 1 átvitellel rendelkezik. A szűrő rezonanciafrekvenciája továbbra is f o = A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 159 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A

dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 160 ► 10.5 Univerzális szűrőlánc Négy műveleti erősítővel és kevés számú passzív alkatrésszel – egyszerű kapcsolástechnikával – univerzális szűrőláncot hozhatunk létre. A kapcsolást a 10.25 ábrán követhetjük nyomon 10.25 ábra Univerzális szűrőlánc Működésének megértéséhez írjuk fel a csomóponti törvényt a műveleti erősítők invertáló bemeneteire, feltételezve, hogy a műveleti erősítők ideálisak. 1., u1 ube u3 + + =0 R1 R1 R1 2., u2 u1 u4 + + =0 R2 R2 R2 3., u 2 u3 + =0 1 R sC 4., u3 u4 + =0 1 R sC A fenti egyenletek alapján: u1 = −ube − u3 u3 = − u2 sRC u2 = −u1 − u4 u4 = − u3 sRC Az egyenletekből kifejezve az uki/ube feszültségátviteli tényezőket: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 160 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Au1 = − Vissza ◄ 161 ► 1 + s 2 R 2C 2 , 1 + sRC + s 2 R 2C 2 ezért az 1. számú kimenet sávzáró szűrőként viselkedik Au 2 = s 2 R 2C 2 , 1 + sRC + s 2 R 2C 2 tehát a 2. számú kimenet felül-áteresztő szűrő lesz Au1 = − sRC , 1 + sRC + s 2 R 2C 2 amiből az következik, hogy a 3. számú kimenet sáv-áteresztő Au1 = − 1 , 1 + sRC + s 2 R 2C 2 ami alapján a 4. számú kimenet alul-áteresztő szűrő lesz 1 . Ez a 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C törésponti frekvencia az R-R kettős potenciométerrel kb. egy dekád átfogással folyamatosan beállítható A kapcsolás integrált kivitelben is létezik és nagyon népszerű. Valamennyi szűrő törésponti frekvenciája f o = 10.6 Mindent-áteresztő szűrő Az eddig vizsgált szűrők jelentősége a frekvenciafüggő erősítésükben-csillapításukban rejlett, és bár nem hangsúlyoztuk, de ez mindig együtt járt a fázismenet megváltozásával is. A mindent-áteresztő szűrők a

frekvenciamenetet nem befolyásolják, viszont előre meghatározható mértékben befolyásolják a fázismenetet Az alakhű jelátvitelnek ugyanis csak az egyik feltétele az egyenletes amplitúdó-menet. Ha például egy átviendő négyszögjel nagyszámú Fourier komponense nem azonos időben ér a kapcsolás kimenetéhez, akkor a kimeneti jelalak torzul. Tehát a másik nagyon fontos követelmény a valamennyi frekvenciára azonos kérleltetés A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 161 ► Elektronika II. Aktív R-C szűrők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 162 ► A mindent-áteresztő szűrők legfontosabb feladata éppen a megfelelő késleltetés és fáziskorrekció beállítása. A 10.26 ábra kapcsolása egy elsőfokú mindent-áteresztő szűrőt mutat. 10.26 ábra Elsőfokú mindent-áteresztő szűrő A fenti kapcsolás alacsonyfrekvencián egységnyi erősítésű. Magasabb

frekvenciákon invertáló alapkapcsolássá válik, és – egységnyi erősítés mellett – megfordítja a bemeneti jel fázisát. (Belátható, hogy erősítésének abszolút értéke a köztes frekvenciákon is egységnyi marad.) Fázisforgatása tehát az alacsonyfrekvenciás tartományban közel 0°-tól a frekvencia növekedésével a -180°-ig terjed. (Valójában a műveleti erősítő nem ideális jellege nagyfrekvencián további fázisforgatást eredményez.) A kapcsolás fázisfogatása képletszerűen: ϕ = −2 ⋅ arctg 2πfRC A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 162 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 163 ► 11. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel Az oszcillátoroknak számtalan fajtája létezik. Tágabb értelemben ide soroljuk a periodikus jeleket előállító valamennyi kapcsolást. Nem lebecsülve a

különböző háromszög-, négyszög-, fűrészjel- stb generátorok jelentőségét, melyek inkább impulzustechnikai áramkörök, ebben a fejezetben szűkítjük ezt a kört és kifejezetten szinuszos kimeneti jelet adó oszcillátorokról beszélünk. Ezek alapvető feladata stabil fo frekvenciájú, Uo amplitúdójú, kis torzítású kimeneti jel(ek) előállítása. A visszacsatolás elméletéből ismert, hogy a visszacsatolt erősítő paraméterei megváltoznak. 11.1 ábra Visszacsatolt erősítő Erősítése Au = * Au 1 + Au ⋅ β u értékű lesz, mely a H = Au ⋅ β u hurokerősítés mértékétől függően lehet nagyobb és kisebb is, mint a visszacsatolás-mentes erősítőé. H = −1 esetén, a visszacsatolt hálózat bemeneti jel nélkül is produkál kimeneti jelet, vagyis oszcillál. Ez egyben tehát az oszcilláció feltétele is Mind az erősítő, mind visszacsatoló hálózat átvitele amplitúdójára és fázisára nézve sem tekinthető

állandónak. Ezért H = Au ⋅ β u = Au e jϕ A ⋅ β u e jϕ β = Au ⋅ β u ⋅ e j (ϕ A +ϕ β ) = −1 Ezt az egyenlőséget gyakran szétbontva amplitúdó- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 163 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 164 ► Au ⋅ β u = 1 és fázisfeltételként ϕ A + ϕ β = (2k + 1) ⋅ π szokták meghatározni. Az alkalmazott erősítő általában a kimeneti jel függvényében szabályozott erősítéssel rendelkezik. Erősít, mert a visszacsatoló hálózat csillapítása miatt csak így teljesíthető az amplitúdó-feltétel által előírt követelmény Ha ennek az erősítésnek a szabályozása a jel pillanatértékére nézve lineáris áramköri egységgel (kvázi-lineáris erősítővel) történik, akkor lineáris oszcillátorról beszélünk. Nagyon gyakran azonban ezt a feladatot

nemlineáris elemekre, legtöbbször diódákra, Zéner diódákra bízzák Ekkor a kapcsolást nemlineáris oszcillátornak hívjuk. Az erősítő fázismenete az oszcillációs frekvencia közelében közel állandónak tekinthető. Ez úgy érhető el, hogy az erősítő felső és alsó határfrekvenciáját jóval magasabbra helyezik, mint az oszcillációs frekvencia Az oszcillátor készülhet bipoláris tranzisztoros, UJT-s, FET-es, műveleti erősítős, esetleg a mikrohullámú tartományban Gunn-diódás aktív eszközzel. A rádiótechnika fejlődésével számtalan oszcillátorkapcsolás látott napvilágot, mint például a Miller-, Clapp-, Collpits-, Hartley-, Meissner-, Pierce- stb. oszcillátorok Ezek jelentős részének kapcsolástechnikája az elektroncsövek korszakában alakult ki (Ebben a fejezetben csak a műveleti erősítővel felépített legismertebb oszcillátorokkal foglalkozunk.) A fázisfeltételt a legtöbb esetben a visszacsatoló hálózatra bízzák,

mely döntően passzív alkatrészekből épül fel. Csillapít, és szűrő jellegéből következően csak egy adott frekvencián biztosítja a fázisfeltételt. Az oszcillációs frekvencia ingadozását – angol terminológiával élve – gyakran jitter-ként említjük. A kellően stabil rezgési frekvenciához ezért olyan visszacsatoló hálózatra van szükség, melynek minél meredekebb nullátmenete van. Ennek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 164 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 165 ► a szelektív hálózatnak a függvényében beszélünk L-C, R-C, kvarcoszcillátorokról. Elvileg készíthető R-L oszcillátor is, de a gyakorlati nehézségek, elsősorban a tekercs elkészítése miatt nem szívesen alkalmazzák ezt az oszcillátorfajtát. A kapcsolóüzemű tápegységek széleskörű elterjedése azonban új

megvilágításba helyezi az induktivitásokat tartalmazó megoldásokat. Az L-C oszcillátorokat a 104-1010 Hz frekvenciatartományban alkalmazzák. Hangolhatóságuk 1: 10 Frekvenciastabilitásuk (Δf/fo) 10-2-10-5 körüli érték. Az R-C oszcillátorok alkalmazási területe a 10-107 Hz frekvenciatartományba esik. Hangolhatóságuk körülbelül egy dekád, azaz 1:10-hez Frekvencia stabilitásuk 10-2-10-4. Ugyan az R-L oszcillátorok frekvenciastabilitása a leggyengébb, de sajnos az L-C és R-C oszcillátorok frekvenciastabilitása sem kielégítő. Nagyon sok felhasználási terület szigorúbb feltételeket követel Ilyen esetekben már kvarc-oszcillátorra van szükség Kvarc-oszcillátorokkal minden nehézség nélkül elérhető a 10-6-os frekvenciastabilitási érték, de – például termosztátba építve az oszcillátort, és ezáltal működési hőmérsékletét állandó értéken tartva – 10-9-10-10-es pontosság is elérhető. Egyes távközlési,

méréstechnikai, vagy például műholdas helymeghatározási feladatok esetén 10-13-os pontosságra is igény van. Ekkora pontosság atomórák felhasználásával érhető el, de a fizikusok által kifejlesztett rekorderek a 10-15-es pontosságot is elérik. A rezonanciafrekvencia kvarc-oszcillátor esetén csak nagyon kis mértékben – pár milliomodnyit – hangolható el. A kvarckristály pontos behangolását ezért nagyon gyakran a gyártó végzi el. Maximálisan több száz MHz is lehet a kvarc-oszcillátor rezonanciafrekvenciája, melyet gyakran un. overtone (a harmadik, ötödik stb felharmonikusra történő) hangolással érnek el A kvarckristály soros rezonanciafrekvencián rezegve kis ellenállást képvisel. Párhuzamos rezonancián közel szakadás Fázismenete mindkét esetben éles nullátmenettel rendelkezik. A nagyobb stabilitás miatt a soros rezonanciát használják a kritikus helyeken, de szép számmal találunk párhuzamos rezonancián működő

kvarc-oszcillátor is. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 165 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 166 ► A tápfeszültség bekapcsolásakor sok esetben külön segédáramkörrel biztosítani kell az oszcilláció beindulását. Ez úgy oldható meg, hogy a hurokerősítést az oszcilláció beindulásakor (-1)-nél kisebbre állítjuk be. Ekkor növekvő amplitúdójú kimeneti jelet kapunk. A szabályozott (Au) erősítéssel csak a kívánt amplitúdó érték mellett lesz a hurokerősítés éppen (-1)-gyel egyenlő. Ha valamilyen zavaró hatás miatt a kimeneti amplitúdó nagyobb lenne a szükségesnél, akkor a hurokerősítés (-1)-nél nagyobb lesz (lecsengő amplitúdójú pozitív visszacsatolás esete), mely csökkentve a hurokerősítést visszaállítja a normál kimeneti jelet. Ha ez a szabályozás nem működik

megfelelően, akkor általában a tápfeszültség korlátozza le a kimeneti jel amplitúdóját Ilyen esetekben a kimeneti jelalak erősen torzult lesz A mai korszerű áramkörök egyre ritkábban alkalmaznak klasszikus oszcillátorokat. A szigorúbb feltételek miatt a különböző frekvenciájú, főleg digitális jelek előállítására inkább frekvencia-szintézereket vagy un. PLL-t, magyarul fáziszárt hurkot használnak. Ezeket nagypontosságú, gyakran helyileg egészen távol lévő, referencia időalapot szolgáltató jelekkel szinkronizálnak. 11.1 Wien-hidas oszcillátor A jól ismert passzív Wien-Robinson-híd, mint sáv-áteresztő szűrő fázismenete a frekvencia függvényében +90°-tól -90°-ig változik. Középponti frekvencián, 1 -n fo = 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C a fázistolás pontosan 0°. (Szimmetrikus Wien-Robinson-hídat feltételezve, azaz R1=R2 és C1=C2.) A nullátmenet közelében a fázismenet nagy meredekségű. Ezen tulajdonságai kedvező

feltételeket biztosítanak oszcillátorban való alkalmazására Az fo frekvencián a Wien-Robinson-híd átvitele 1/3 Ha egy műveleti erősítő pozitív visszacsatoló ágába – tehát a kimenet és a nem-invertáló bemenet közé – kötjük be a Wien-Robinsonszűrőt, és a negatív visszacsatoló ág segítségével biztosítjuk az erősítő 3-szoros erősítését, akkor szinuszos kimeneti jelű oszcillátort kapunk. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 166 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 167 ► 11.2 ábra A Wien-oszcillátor elvi felépítése A kis torzítású kimeneti jel érdekében az 1+ R2 = 3, R1 azaz R2 = 2 ⋅ R1 feltételt nagyon pontosan kell beállítani és akkor is tartani kell, ha a külső körülmények – tápfeszültség, hőmérséklet, stb. – megváltozik Ehhez automatikus

erősítésszabályozást kell beépíteni az áramkörbe Ennek többféle megoldása lehetséges 1. NTC-vel történő amplitúdó-szabályozás: Helyezzünk az R2-es ellenállás helyére negatív hőmérsékleti együtthatójú (Negative Temperature Coefficient, NTC) alkatrészt, például termisztort. Ennek ellenállása nagy amplitúdójú kimeneti jelek mellett – az alkatrész hőmérsékletének emelkedése miatt – csökkenni fog. Ezért az R2/R1 arány romlani fog, és ez az erősítés csökkenéséhez vezet. A kimeneti amplitúdó csökkenésekor fordított a helyzet. A termisztor lehűlése miatt ellenállása növekszik, mely az erősítés növekedését vonja maga után. Ilyen összeállításban a termisztor alkalmas lesz az amplitúdó-szabályozásra A kapcsolást a 11.3 ábrán láthatjuk A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 167 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 168 ► 11.3 ábra Wien-oszcillátor amplitúdó-szabályozása termisztorral 2. PTC-vel történő amplitúdó-szabályozás: Az izzólámpák ellenállása a hőmérséklet emelkedésével nő. Ezek pozitív hőmérsékleti állandójú (PTC) alkatrészek. A 112 ábra R1 ellenállása helyett egy kisteljesítményű izzót beépítve szintén stabilizálható a kimeneti amplitúdó 11.4 ábra Wien-oszcillátor amplitúdó-szabályozása kisteljesítményű izzóval A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 168 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 169 ► Nagyobb kimeneti feszültség esetén az izzó fényesebben világít. Hőmérséklete magasabb lesz, és ezzel ellenállása megnő. Az R2/R1 arány csökken, és vele egyidejűleg kisebb lesz az erősítés is. A kimeneti amplitúdó

lecsökken A kimeneti jel csökkenésével a folyamat fordítottja zajlik le 3. Diódás amplitúdó-szabályozás: 11.5 ábra Wien-oszcillátor amplitúdó-szabályozása diódákkal 11.6 ábra Wien-oszcillátor amplitúdó-szabályozása Zéner diódákkal A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 169 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 170 ► A diódákkal történő amplitúdó-szabályozás azt használja ki, hogy a megnövekedett kimeneti jel kinyitja a diódákat, melyek ellenállása emiatt csökkenni fog. Ezért a diódákat – a termisztorhoz hasonlóan – az R2-es ellenállás helyére kell kapcsolni. A szimmetria miatt vagy antiparalel kötünk két normál diódát (115 ábra), vagy sorba – egymással szembefordítva – két Zéner diódát (116 ábra) Az első esetben a kimeneti amplitúdó csúcstól-csúcsig mért

értéke kb 2⋅UD, a második esetben kb 2⋅(UZ+UD) lesz. 4. FET-es amplitúdó-szabályozás: A diódás amplitúdó-szabályozás nagy hibája, hogy a csúcsértékek vágásával nem elhanyagolható torzítást okoz. Ez elkerülhető, ha egy j-FET drain-source ellenállását változtatjuk a kimeneti feszültség függvényében. Ilyen felépítésű oszcillátort mutat a 11.7 kapcsolás 11.7 ábra Wien-hidas oszcillátor j-FET-es amplitúdó-szabályozással és frekvencia-beállítási lehetőséggel A negatív kimeneti csúcsok hatására a Co kondenzátor és ezzel az n-csatornás j-FET gate-source feszültsége negatív értéket vesz fel. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 170 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 171 ► Növekvő kimeneti amplitúdó esetén a FET zárásba vezérlődik, és ellenállása megnő. Emiatt az

erősítés lecsökken és visszaszabályozza a megnövekedett kimeneti jelet. A csökkenő kimeneti amplitúdó pozitívabb gate feszültséget és kisebb drain-source ellenállást eredményez. Ezzel a megnövekedett erősítés következtében a kimeneti feszültség ismét növekedni fog. (117 ábra) Együttfutó kettős potenciométerek és kapcsolók segítségével az oszcillációs frekvencia akár több dekádon keresztül is módosítható. A kapcsolók a kondenzátorok cseréjével a frekvenciatartomány dekadikus változtatására adnak lehetőséget, míg a potenciométerekkel egy-egy dekádon belül állíthatjuk be a kívánt kimeneti frekvenciát. A torzítás minimalizálása érdekében a potenciométerek ellenállása nem csökkenthető tetszőlegesen, ezért soros ellenállások beiktatásával egy dekádra szokták korlátozni az általuk beállítható frekvenciatartományt. 11.2 Kettős T-szűrős oszcillátor A műveleti erősítővel felépített oszcillátorok

másik kedvelt típusa a kettős T-szűrős oszcillátor. A kettős T-szűrő sávzáró jellegű frekvenciamenettel rendelkezik Elméletileg – pontos alkatrészek alkalmazásával – a középponti 1 fo = 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C frekvencián nincs kimeneti jel, míg minden más esetben a kimeneti jel véges. A kimeneti jel teljes hiánya gondot jelent a szabályozás folyamatossága szempontjából, ezért kis mértékben – valamelyik alkatrész változtatásával – megbontják a tökéletes szimmetriát. Ekkor az fo frekvencián is kapunk nagyon kicsi, de véges kimeneti jelet. A műveleti erősítők nagy erősítése miatt azonban gyakran az alkatrészek szórása is elegendő a rezonancia kialakulásához. Rezonanciafrekvencián a negatív visszacsatolás erősen lecsökken, és a nagy pozitív visszacsatolás elindítja az oszcillációt. A kimeneti amplitúdót vagy az előzőekhez hasonlóan az R2 és R1 ellenállások amplitúdófüggő szabályozásával érhetjük el,

vagy a 118 ábrán látható megoldással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 171 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 172 ► 11.8 ábra Kettős T oszcillátor Ha a kimeneti jel akkorára nő, melynél a dióda nyitni kezd, akkor ezzel egy erőteljes negatív visszacsatolást idézünk elő, mely korlátozni fogja a kimeneti amplitúdót. Ilyen áramköri kialakítás mellett R2 elhagyható a kapcsolásból A kettős T oszcillátornak előnyei és hátrányai is vannak a Wien oszcillátorral szemben. Legnagyobb hátránya, hogy hangolhatósága csak nehezen oldható meg, hiszen ehhez legalább három és emellett nem is azonos értékű alkatrész egyidejű módosítására volna szükség. Ha nem feltétel a hangolhatóság, akkor viszont kárpótol bennünket a lényegesen kisebb torzítási tényező, mellyel a kettős T oszcillátor

rendelkezik. 11.3 Áthidalt T-szűrős oszcillátor Az áthidalt T szűrő szintén sávzáró jellegű kapcsolás. Átvitele az alacsony- és a nagyfrekvenciás tartományban egységnyi, miközben a középponti fo frekvencián (melynek számítása az előzőekkel megegyezik) 2/3. Ezt a műveleti erősítő negatív visszacsatoló ágába helyezve és a pozi- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 172 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 173 ► tív visszacsatoló ágban szabályozva a kialakuló 1,5-szeres erősítést, szintén oszcillátorhoz jutunk. (119 ábra) 11.9 ábra Áthidalt T oszcillátor A bekapcsolás után a FET gate feszültsége az Ri és Rj ellenállások, valamint a negatív tápfeszültség által meghatározott U GS = − Rj Ri + R j ⋅ V− értéket veszi fel, mert ekkor még a kimeneti jel nulla. UGS-t úgy

kell beállítani, hogy ezzel a FET lezárt állapotba kerüljön A pozitív visszacsatoló ágban ekkor RDS 2 > , RDS + R2 3 ami növekvő amplitúdójú oszcillációt idéz elő ⏐H⏐>1 miatt. A kimeneti jel növekedésével azonban a FET gate feszültsége pozitív irányba mozdul el, UGS csökken és a FET nyitni fog, drain-source ellenállása lecsökken. Ez a folyamat a ⏐H⏐= 1 beállásáig tart, amikor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 173 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 174 ► RDS 2 = RDS + R2 3 lesz. 11.4 Fázistolós oszcillátor Ha az oszcillátorral szemben támasztott igények nem túl magasak, megengedhető az amplitúdó és a rezonanciafrekvencia kis mértékű ingadozása és a torzítási paraméterek sem kritikusak, akkor választhatjuk a fázistolós oszcillátort is. Ebben három vagy négy egymás

után kötött R-C vagy C-R tag gondoskodik a szükséges fázistolásról, mely leggyakrabban 180°. A 180°-os fázistoláshoz tartozó csillapítás értéke három tag esetén 1/29-ed, négy tag mellett pedig 1/18,36. Megfelelő erősítésszabályozással tehát 29-szeres, illetve 18,36-szoros erősítést kell a műveleti erősítőnek biztosítania a folyamatos oszcilláció fenntartásához. Az R-C tagokból felépített fázistolót a műveleti erősítő negatív visszacsatoló ágába kell kötni, miközben az erősítést a pozitív visszacsatoló ágon szabályozhatjuk be. Három tag esetén a rezonanciafrekvencia f o = 2,45 ⋅ 1 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C A kapcsolás kialakítását a 11.10 ábra mutatja 11.10 ábra Háromelemű R-C tagos fázistolós oszcillátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 174 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 175 ► Négytagú R-C fázistoló esetén a rezonancia helye az f o = 1,19 ⋅ 1 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C értékre kerül. C-R elemek alkalmazásával a hálózat 180°-hoz tartozó csillapítási értékei nem változnak meg, de a rezonanciafrekvenciák igen. Három tag esetén 1 , f o = 0,408 ⋅ 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C négy tagra pedig 1 . f o = 0,837 ⋅ 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C A C-R hálózatot ekkor a pozitív visszacsatoló ágba kellene kötni, és biztosítani kellene a negatív visszacsatoló ágban – az erősítésszabályozáson túl – egy további 180°-os fázisforgatást. Ezért ezt a megoldást öszszetettsége miatt ritkábban használják A nagyszintű kimeneti jelet a műveleti erősítő kimenetéről vehetjük le, de nem árt tudni, hogy ez a jel lényegesen nagyobb torzítással rendelkezik, mint a fázistoló hálózat végén található kisszintű és ezért nehezebben kezelhető jel. Az eddigi gondolatmenetünkben nem vettük számításba a

műveleti erősítő saját fázistolását, mely a magasabb frekvenciák felé jelentősen módosíthatja az előbb említett képet. 11.5 Kétfázisú oszcillátor A kétfázisú oszcillátorokat gyakran kvadratúra-oszcillátoroknak is nevezik. Felépítésük lényege, hogy két integrátort (melyek egyenként 90°-os fázistolást mutatnak) és egy invertáló kapcsolást egyetlen visszacsatoló hurokba kapcsolunk. Az így kialakuló 90° + 90° + 180° biztosítja a rezonancia fázisfeltételét. A rezgési frekvencia fo = 1 2 ⋅π ⋅ R ⋅ C A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 175 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 176 ► Az amplitúdó-feltétel kialakítása és folyamatos szabályozása a legtöbb esetben az invertáló erősítő feladata. (lásd 1111ábra) 11.11 ábra Kétfázisú oszcillátor I A kétfázisú

oszcillátor érdekessége, hogy a két kimeneti jel között éppen 90°-os fáziskülönbség van. Eszerint uki1 = uo ⋅ sin ωt és uki 2 = uo ⋅ cos ωt A kapcsolás egészen alacsony, 1 Hz alatti frekvenciákon is működőképes. Kimeneti jele az eddig vizsgált megoldások közül a legkisebb torzítással rendelkezik. A bekapcsolás után azonban nem minden esetben indul el azonnal az oszcilláció. Ehhez gyakran további áramköri egységek beépítésére van szükség. Egy másik gyakran alkalmazott megoldást láthatunk a 11.12 ábrán Ebben a kapcsolásban az első erősítő kimeneti jele szinuszos, míg a második erősítőé koszinuszos időfüggvény szerint változik. A fázisfeltétel úgy alakul ki, hogy az első és a második műveleti erősítő 90-90°-os, a harmadik pedig 180°-os fázisforgatással rendelkezik, hasonlóan az előző esethez. Az oszcilláció fenntartásához szükséges ⏐H⏐= 1 értéket a harmadik fokozat segítségével

állíthatjuk be. Az első és a második fokozat vala- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 176 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 177 ► mivel kevesebb, mint egységnyi erősítését a harmadik tag R2/R1 arányával korrigálhatjuk. Az oszcilláció beindulásához R2/R1>1 értéket kell választani. A kívánt kimeneti amplitúdó elérésekor a Zéner diódák ellenállása párhuzamosan kapcsolódva az R2-es ellenállással lecsökkenti a harmadik fokozat erősítését közel az egységnyi értékre, és ezzel biztosítja a megfelelő nagyságú kimeneti jelet és egyben az oszcilláció amplitúdó-feltételét. 11.12 ábra Kétfázisú oszcillátor II Ez a kapcsolás is fo = 1 2 ⋅π ⋅ R ⋅C rezonanciafrekvenciával rendelkezik, melyet az R-R kettős potenciométerrel hangolhatunk be. Nagyon fontos, hogy a két

ellenállás együtt fusson Különböző értékek esetén felborul a pontosan 90°-os fáziseltérés az első és a második fokozat között. Hasonló problémát okoz magasabb frekvenciákon a műveleti erősítők nem ideális jellegéből adódó többlet fázistolás, mely a rezonanciafrekvencia elméleti értékét számottevően módosíthatja. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 177 ► Elektronika II. R-C oszcillátorok műveleti erősítővel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 178 ► 11.6 Háromfázisú oszcillátor A háromfázisú oszcillátor három teljesen azonos egységből épül fel. Ezek mindegyike 120°-os fázistolást idéz elő rezonanciafrekvencián Ezért az egyes egységek műveleti erősítőinek kimeneti jele 120°-os fáziskülönbséget mutat. 11.13 ábra Háromfázisú oszcillátor A 11.13 ábrán látható háromfázisú oszcillátor rezonanciafrekvenciája az

alábbi képlettel számolható ki: fo = 1 2 ⋅π ⋅ 3 ⋅ R ⋅ C A fenti ábra csak elvi kapcsolásnak tekinthető. Nem tartalmazza az oszcilláció beindításához szükséges áramköri részleteket és hiányzik az amplitúdó-szabályozás is. Természetesen számtalan további kapcsolás is létezik műveleti erősítőknek oszcillátorként való alkalmazására. A további jól ismert kapcsolások azonban gyakran olyan áramköri elemeket tartalmaznak, melyek mélyebb elektronikai ismereteket feltételeznek, és további előtanulmányokat igényelnek. Valamennyi műveleti erősítővel felépített oszcillátor talán legnagyobb problémája, hogy a kimeneti feszültség maximális jelváltozási sebessége korlátozott. Ezért nagyobb, néhány V-os amplitúdójú kimeneti jel csak néhányszor 100 kHz maximális frekvenciáig vehető ki a kapcsolásokból. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 178 ► Elektronika II.

Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 179 ► 12. Komparátorok A műveleti erősítő felépítésénél fogva nagyon jól használható különböző feszültségszintek figyelésére, összehasonlítására. Ehhez elsősorban nagy feszültségerősítése nyújt lehetőséget 12.1 Hiszterézis nélküli komparátorok Első lépésben vizsgáljuk meg a műveleti erősítő viselkedését viszszacsatolás nélkül. Legyen az invertáló bemenet egy Uref referenciafeszültségre kapcsolva és vezéreljük a műveleti erősítőt a nem-invertáló bemenetén keresztül (lásd 121 ábra) 12.1 ábra Feszültség-komparátor műveleti erősítővel Ekkor a kimeneti jel a következők szerint fog változni: ube < uref uki = uki min ube > uref uki = uki MAX A bemeneti és a kimeneti jel közötti kapcsolatot a 12.2 grafikon mutatja abban az esetben, ha uref > 0. A műveleti erősítő kimeneti feszültségének

minimális értéke általában a negatív tápfeszültség felett van 1,5-3 V-tal. A kimeneti feszültség maximális értéke pedig a pozitív tápfeszültség alatt található kb. ugyanenynyivel Ezek az értékek természetesen függnek a terheléstől és a műveleti erősítő kimeneti fokozatának kialakításától. Ma már léteznek a tápfeszültség határokig is kivezérelhető műveleti erősítő típusok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 179 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 180 ► 12.2 ábra A feszültség-komparátor transzfer karakterisztikája Az uref közelében a műveleti erősítő a rá jellemző nyílthurkú feszültségerősítéssel vált át az uki min-ról az uki MAX-ra és viszont. Ezért az uref − uki min Auo és az uref + uki MAX Auo közötti bemeneti feszültségtartományban a karakterisztika valójában nem

függőleges, csak közelítően az. Ebben a tartományban a meredekséget a nyílthurkú feszültségerősítés Auo értéke határozza meg. A kimeneti feszültség ebben a tartományban akár 25-30 V-ot is változhat. A műveleti erősítő véges maximális kimeneti jelváltozási sebessége miatt ehhez több-kevesebb időre van szükség Egy néhány V/μs-os slew rate-tel rendelkező műveleti erősítőnek ehhez kb. 10 μs-nyi időre van szüksége. Ez néha elegendően rövidnek tekinthető, de gyors, 100 kHz feletti jelek esetén azonban biztosan nem. Tovább rontja a helyzetet, hogy a műveleti erősítő ebben az alkalmazásban erősen túlvezérlődik. A túlvezérlés utáni feléledési idő szintén lassítja a kapcsolás működését. Ha a megoldandó komparálási feladat az olcsó, de viszonylag gyengébb paraméterekkel rendelkező műveleti erősítővel nem oldható meg, akkor választhatunk a tipikusan ilyen alkalmazásokra készült integrált A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 180 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 181 ► kivitelű komparátorok közül. Ezek nagy slew rate-tel, telítésgátlással, gyors tranziens viselkedéssel és a digitális logikai szintekhez illesztett kimenettel rendelkeznek. A komparátorok jellemzésére leggyakrabban a válaszidőt (response time) használjuk. Mérési definíciója a 123 ábrán látható 12.3 ábra A válaszidő mérése A méréshez az invertáló bemenetet 100 mV-ra kötik, és 105 mV-os egységugrást adnak a nem-invertáló bemenetre. Azt az időt nevezik válaszidőnek, amikor a kimenet ennek hatására eléri az 1,5 V-ot Az általános célú műveleti erősítők válaszideje nagyságrendileg 10 μs körül van, míg az erre a célra kifejlesztett komparátoroké ns (!) nagyságrendű. E néhány összehasonlító adat után, mivel nem célunk a komparátorok

részletes ismertetése, térjünk vissza a műveleti erősítős megoldásokra Vizsgáljuk most meg azt a lehetőséget, amikor a nem-invertáló bemenetet kapcsoljuk referenciafeszültségre, miközben a vezérlés az invertáló bemenetre érkezik. (lásd 124 ábra) 12.4 ábra Az invertáló komparátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 181 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 182 ► Ekkor a kimeneti jel a következők szerint fog változni: ube < uref uki = uki MAX ube > uref uki = uki min A transzfer karakterisztikát a 12.5 ábrán láthatjuk: 12.5 ábra Az invertáló komparátor transzfer karakterisztikája Előző megállapításaink, mint például a kimeneti kivezérelhetőség, a karakterisztika meredeksége (ellenkező előjellel), jelváltozási sebesség maximuma stb. erre a kapcsolásra is érvényesek Ha az uref közelében előírt

meredekségű transzfer karakterisztikára lenne szükségünk, akkor ezt három ellenállás közbeiktatásával egyszerűen megoldhatjuk. (lásd 126 ábra) 12.6 ábra Előírt meredekség megvalósítása A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 182 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 183 ► Az így előállt kapcsolás transzfer karakterisztikájának meredeksége: − R2 ⋅ Auo R1 + R2 + R3 ahogy azt a 12.7 ábrán láthatjuk: 12.7 ábra A fenti kapcsolás transzfer karakterisztikája A bemenetek felcserélésével a meredekség a pozitív irányba is tetszőlegesen változtatható. A referenciafeszültség hasonlóan állítható, és uref = 0 esetén nullkomparátorrá egyszerűsödik a kapcsolás. Az előző komparátorok legfontosabb hibája, hogy ha a bemeneti jel a referenciafeszültség közelében tartózkodik, akkor főleg lassú és zajos jelek esetén

a kimenet többször gyors váltásra kényszerül. Ez például számlálók esetében megengedhetetlen álimpulzusokat eredményez, és hibás működéshez vezet. A 128 ábrán a 122 ábrának megfelelő komparátor bemeneti és kimeneti jele közötti kapcsolatot láthatjuk egy ilyen esetben A probléma megoldására hiszterézises komparátorokat, idegen szakkifejezéssel Schmitt-triggerreket használunk. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 183 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Komparátorok Vissza ◄ 184 ► 12.8 ábra Többletimpulzusok keletkezése zajos bemeneti jel esetén A Schmitt-triggereknél az átbillenési küszöb és a visszabillenési küszöb nem azonos. Műveleti erősítővel – nagyon egyszerű kapcsolástechnikával – megvalósíthatók az ilyen tulajdonságokkal rendelkező kapcsolások Ehhez nem kell mást tenni, mint – az előzőekben már megismert

nem-invertáló és invertáló erősítő alapkapcsolásoknál, (lásd 42 és 4.3 pontok) – a bemeneteket felcserélni, és ezzel a negatív visszacsatolást pozitív visszacsatolássá változtatni. A bemenetek felcserélésével a lineáris erősítőkből Schmitttriggerek lesznek, ezért az invertáló és nem-invertáló bemenetek helyes bekötésére mindig különös gonddal ügyeljünk. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 184 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Komparátorok Vissza ◄ 185 ► 12.2 Fázisfordító Schmitt-trigger A nem-invertáló alapkapcsolás bemeneteit felcserélve az alábbi áramkörhöz jutunk: 12.9 ábra Fázisfordító Schmitt-trigger (a két kapcsolás azonos) A kimeneti és a bemeneti jel közötti kapcsolatot a 12.10 ábrán láthatjuk: 12.10 ábra A fázisfordító Schmitt-trigger bemeneti és kimeneti jele közötti kapcsolat A dokumentum használata

| Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 185 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató meg: Vissza ◄ 186 ► Az uM és um billenési küszöbök az alábbi képletekkel határozhatók uM = R1 ⋅ uki MAX R1 + R2 um = R1 ⋅ uki min R1 + R2 A bekapcsolási tranziens lezajlása után tételezzük fel, hogy a műveleti erősítő kimenete a pozitív tápfeszültség közelében lévő lehetséges maximumra, uki MAX -ra áll be. Ekkor a nem-invertáló bemenet uM feszültségen lesz a feszültségosztás miatt Ez lesz tehát az átbillenés küszöbfeszültsége A kimenet mindaddig ezen az értéken marad, ameddig a bemeneti jel ezt meg nem haladja 12.11 ábra A fázisfordító Schmitt-trigger idődiagramja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 186 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 187

► Ha ez bekövetkezik, akkor a kimenet a kapcsolástól elvárható legnagyobb sebességgel a negatív tápfeszültség közelében lévő uki min értéket veszi fel. Ezzel megváltozik a nem-invertáló bemenet feszültsége is um -re Ez egyben új küszöbfeszültséget is jelent, mert mindaddig nem történik változás a kimeneten, ameddig a bemenet ez alá nem esik. Abban a pillanatban, amikor a bemeneti feszültség kisebb lesz mint um , a kimeneti feszültség ismét uki MAX -ra vált Ezzel a folyamat kezdődhet elölről (Ha a kimenet a bekapcsolási tranziens miatt az első pillanatban esetleg uki min -ra állna be, akkor az első um -nél kisebb bemeneti feszültség uki MAX -ra késztetné a kimenetet, és ezzel helyreállítaná az előbb részletezett ciklust.) Az u M és az um feszültségszintek (küszöbök) közötti különbséget hiszterézisnek hívjuk, u H . Értéke ebben a kapcsolásban uH = R1 ⋅ (uki MAX − uki min ) R1 + R2 12.3 Fázist

nem fordító Schmitt-trigger Az invertáló erősítő bemeneteinek felcserélésével egy másik hiszterézises komparátorhoz jutunk. Kapcsolási rajza a 1212 ábrán látható: 12.12 ábra A fázist nem fordító Schmitt-trigger A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 187 ► Elektronika II. Komparátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 188 ► A fázist nem fordító Schmitt-trigger küszöbszintjei: uM = − R1 ⋅ uki min R2 um = − R1 ⋅ uki MAX R2 A kapcsolás működését a 12.13 ábra szemlélteti A kimeneti feszültség mindaddig uki MAX marad, ameddig a bemeneti jel um szintje alá nem csökken. Ekkor a kimenet uki min -ra vált át és mindaddig ott is marad, ameddig a bemeneti jel u M -t meg nem haladja Lásd 1214 grafikon A hiszterézis-feszültség értéke ennél a kapcsolásnál: uH = R1 ⋅ (uki MAX − uki min ) R2 12.13 ábra A fázist nem fordító

Schmitt-trigger bemeneti és kimeneti jele közötti kapcsolat Mindkét Schmitt-trigger kapcsolásnál uki MAX és uki min értéke tápfeszültség-függő, és nagy valószínűséggel változik a különböző típusú műveleti erősítők cseréjével. Ennek a problémának az áthidalására, illetve a kimeneti feszültségszintek pontosabb beállítására a kimenetre diódá(ka)t vagy Zéner diódá(ka)t kapcsolunk. Ezekkel rögzíteni lehet a kimeneti feszültség értékét De nem csak azt Hiszen ezzel a megoldással a kimenet által meghatározott u M és um feszültségek szintje is stabillá válik. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 188 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Komparátorok Vissza ◄ 189 ► 12.14 ábra A fázist nem fordító Schmitt-trigger idődiagramja A fenti komparátorok felhasználási területét és lehetőségeit tovább bővíthetjük azzal, ha a

hiszterézis-ablak közepét az origóból tetszőleges bemeneti feszültségek irányában elmozdítjuk. Ez mindössze azzal a kapcsolástechnikai módosítással jár, hogy a műveleti erősítő nem vezérelt bemenetét a földpotenciál helyett egy referenciafeszültségre kapcsoljuk. Ha a referenciafeszültség nem lesz már egyenlő nullával, akkor viszont számolnunk kell azzal a nehézséggel, hogy a hiszterézis-ablak nem lesz a továbbiakban szimmetrikus a referenciafeszültségre nézve. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 189 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Komparátorok Vissza ◄ 190 ► 12.4 Ablak-komparátor két műveleti erősítővel Két műveleti erősítő felhasználásával ablak-komparátort készíthetünk. Az egyik egy uref1, a másik egy uref2 referenciafeszültséghez képes figyeli a bemeneti jelet, tehát nem a kimeneti jel határozza meg a billenési

küszöböket. Összekötött kimenetük valójában egy logikai "és" kapcsolatot valósít meg. 12.15 ábra Ablak-komparátor két műveleti erősítővel 12.16 ábra A két műveleti erősítős ablak-komparátor transzfer karakterisztikája uref1>uref2 esetén A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 190 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Komparátorok Vissza ◄ 191 ► 12.17 ábra A két műveleti erősítős ablak-komparátor transzfer karakterisztikája uref1<uref2 esetén A 12.15 ábrán látható ablak-komparátor kimeneti jele a két referenciafeszültség viszonyától függ Amennyiben uref1>uref2, akkor a 1216 ábrán látható kimeneti jelet kapjuk. Ha uref1<uref2, akkor a 1217 ábra lesz az irányadó karakterisztika. A kapcsolás az "és" művelet megvalósításában nem teljesen korrekt. A referenciaszintek között nincs akkora probléma, mert a

kimenetek ekkor azonos szinten vannak. Ettől eltérő bemeneti feszültségeknél azonban a műveleti erősítők kimenetei uki MAX-on, illetve uki min-on állnak Feszültséggenerátorok párhuzamos kapcsolása nem megengedhető, ezért szükségesek az R-R ellenállások. A kimeneti jel közel nulla értéke csak akkor biztosítható, ha a kimeneti kivezérelhetőség mindkét irányban azonos. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 191 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 192 ► 13. Függvénygenerátorok A függvénygenerátorok periodikus, de nem elsősorban szinuszos kimeneti jelet adó kapcsolások. Leggyakrabban négyszögjel, háromszögjel, fűrészjel és különböző impulzusjelek előállítására használják. Sok esetben egyidejűleg több kimenettel is rendelkeznek, melyek más-más kimenőfüggvényt valósítanak meg. A diszkrét elemekből

felépített függvénygenerátorokkal szemben a műveleti erősítős kapcsolások egyszerűbb felépítésűek, pontosabbak mind a hullámforma, mind a frekvencia tekintetében Alkalmazásuk azonban 100 kHz feletti frekvenciákon – főként a műveleti erősítők véges kimeneti jelváltozási sebessége és fázistolása miatt – már körültekintést igényel. Ma már léteznek akár 10 MHz felett működő integrált kivitelű megoldások is. 13.1 Astabil multivibrátor Az előző fejezetben ismertetett fázisfordító Schmitt-trigger kis átalakításával astabil multivibrátort készíthetünk. Ehhez a negatív visszacsatoló ágba kell csak beépíteni egy R-C tagot az alábbi ábrán látható módon: 13.1 ábra Astabil multivibrátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 192 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 193 ► A kapcsolást a

kondenzátor feszültsége fogja vezérelni. A kondenzátor τ = R ⋅ C időállandóval igyekszik felvenni a műveleti erősítő kimeneti feszültségét Amennyiben a kimenet uki MAX értéken van, a kondenzátor feszültsége nő és ezzel az invertáló bemenet feszültsége is emelkedik 13.2 ábra Az astabil multivibrátor kondenzátorának és kimeneti jelének idődiagramja Ez a folyamat addig tart, ameddig uC el nem éri a nem-invertáló bemeneten ekkor található uM = R1 ⋅ uki MAX R1 + R2 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 193 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 194 ► feszültséget. Ebben a pillanatban ugyanis a kimeneti feszültség uki min -re vált át és elkezdődik a kondenzátor kisülési folyamata. Ez szintén τ = R ⋅ C időállandóval, de most már uki min -hoz tart. A kondenzátor feszültségének csökkenése az

um = R1 ⋅ u ki min R1 + R2 értékig folytatódik, ahol a műveleti erősítő kimenete ismét visszabillen az uki MAX feszültségre. A folyamat, melyet a 132 ábrán követhetünk nyomon, ezek után kezdődik elölről Feltéve, hogy a műveleti erősítő kimeneti kivezérelhetősége szimmetrikus, a kimeneti négyszögjel periódusideje: ⎛ 2 ⋅ R1 ⎞ ⎟ T = 2 ⋅ R ⋅ C ⋅ ln⎜⎜1 + R2 ⎟⎠ ⎝ Érdemes megfigyelni, hogy ez a periódusidő független a műveleti erősítő kimeneti feszültségétől. A kimeneti négyszögjel kitöltési tényezője γ = 50% . Ha a kitöltési tényező értékén változtatni szeretnénk, akkor a kondenzátor töltődési és kisütési folyamatát külön kell választani. Erre mutat megoldást a 13.3 ábra: 13.3 ábra Változtatható kitöltési tényezőjű astabil multivibrátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 194 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 195 ► A töltődés ekkor a potenciométer R ágán D1 diódán keresztül ⎛ 2 ⋅ R1 ⎞ ⎟ T1 = R⋅C ⋅ ln⎜⎜1 + R2 ⎟⎠ ⎝ ideig fog történni, és eddig marad a kimeneti jel uki MAX értéken. A kondenzátor kisütése alatt, mely a D2 diódán és R ellenálláson keresztül játszódik le, a kimenet uki min értéket vesz fel Ennek időtartama: ⎛ 2 ⋅ R1 ⎞ ⎟⎟ T2 = R ⋅C ⋅ ln⎜⎜1 + R 2 ⎠ ⎝ Ideális esetben a periódusidő a kitöltési tényezőtől független lesz, mert: ⎛ 2 ⋅ R1 ⎞ ⎟ T = T1 + T2 = ( R + R ) ⋅ C ⋅ ln⎜⎜1 + R2 ⎟⎠ ⎝ 13.2 Háromszögjel-generátor Az előző kapcsolás kimeneti négyszögjelét integrálva háromszögjelet kapunk. Ezt az áramköri megoldást a 134 ábrán láthatjuk: 13.4 ábra Háromszögjel-generátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 195 ► Elektronika II.

Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 196 ► Amikor az első műveleti erősítő kimenete uki MAX értéken tartózkodik, akkor az integrátor Ci kondenzátorát uki MAX nagyságú konstans Ri áram tölti. Ennek hatására a kondenzátor feszültsége lineárisan nő és vele a második műveleti erősítő kimeneti feszültsége lineárisan csökken. T/2 idő után az első fokozat kimeneti jele uki min -ra vált, és az Ri-n átfolyó áram iránya megfordul, a második fokozat kimeneti feszültsége lineárisan nőni fog. Háromszögjel előállítása más megoldással még ennél is kevesebb alkatrészből megvalósítható. Külön előnye a kapcsolásnak, hogy emellett a négyszögjel-kimenetről sem kell lemondanunk. A kapcsolást a 135 ábrán láthatjuk. 13.5 ábra Háromszög- és négyszögjel egyidejű előállítása A kapcsolás megértéséhez induljunk ki abból, hogy a második fokozat kimeneti

feszültsége uki MAX . Ennek hatására az első fokozat kimeneti feszültsége lineárisan csökkeni fog Ez a csökkenés addig tart, ameddig el nem éri az um = − u R ⋅ uki MAX = − ki MAX n⋅R n értéket. Ekkor a második fokozat átbillen és kimeneti jele uki min lesz Ez fogja ettől kezdve vezérelni az integrátornak tekinthető első fokozatot. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 196 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 197 ► Az integrátor kimeneti feszültsége ennek hatására ismét emelkedni kezd. A folyamat addig tart, ameddig az első fokozat kimenete el nem éri az u R uM = − ⋅ uki min = − ki min > 0 n⋅R n feszültséget. Ebben a pillanatban a második fokozat visszabillen és kezdődik a folyamat elölről A két kimeneti jel idődiagramját egy koordinátarendszerben a következő 136 ábra mutatja: 13.6

ábra A fenti kapcsolás kimeneti jeleinek idődiagramja Feltételezve, hogy a műveleti erősítők kivezérelhetősége mindkét irányban ugyanakkora, a kimeneti jelek periódusideje T = 4 ⋅ Ri ⋅ Ci ⋅ 4 ⋅ Ri ⋅ Ci R = n⋅R n A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 197 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 198 ► 13.3 Háromszögjel-generátor változtatható meredekséggel Az előző kapcsolás kondenzátorának töltése és kisütése diódák alkalmazásával szintén elkülöníthető. Ezzel a négyszögjel-kimenetünk kitöltési tényezője is módosítható és lehetőségünk nyílik a háromszögjel emelkedő és lefutó ágán a meredekség beállítására is. A kapcsolást a 137 ábra, a kimeneti jelek időfüggvényét a 13.8 ábra mutatja 13.7 ábra Háromszögjel-generátor változtatható meredekséggel 13.8 ábra A fenti

kapcsolás kimeneti feszültségeinek idődiagramja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 198 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 199 ► Impulzus-szélesség modulátor Ha a 13.5 ábrán látható kapcsolás kimeneti jelét egy komparátor segítségével összehasonlítjuk egy változó uref referenciafeszültséggel, akkor impulzus-szélesség modulátort kapunk. 13.9 ábra Impulzus-szélesség modulátor (pwm) 13.10 ábra Az impulzus-szélesség modulátor jeleinek idődiagramja A működés feltétele, hogy A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 199 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 200 ► um < uref < uM legyen. Ekkor azonos frekvenciájú, de különböző kitöltési tényezőjű négyszögjelet kapunk A kapcsolás az

uref által vezérelt impulzus-szélesség modulátor lesz, ahol a kitöltési tényező uref függvénye. 13.4 Lépcsőgenerátor A négyszög- és háromszögjelek további számtalan alkalmazás felé nyitják meg a lehetőséget a tervezőmérnökök számára. Ebben a szakaszban egy négyszögjelből lépcső-függvényt előállító kapcsolást ismerhetünk meg. (lásd 1311 ábra) 13.11 ábra Bemeneti négyszögjelből lépcsőszerűen emelkedő kimeneti feszültséget előállító generátor A bemeneti négyszögjel pozitív értékeinél a C2 kondenzátor feltöltődik. D1 nyitott, D2 zárt állapotban van A C2-es kondenzátor feszültsége egy diódányi feszültséggel kevesebb, mint a bemeneti négyszögjel pozitív csúcsértéke Amikor a bemeneti négyszögjel negatív értéket vesz fel, akkor D2 nyit és D1 zárni fog. A D2-n keresztül folyó áram hatására a C1 kondenzátor feszültsége emelkedni fog. Mivel a műveleti erősítő invertáló bemenete virtuális

földpont, ezért a kimeneti feszültség szintén nő. A D2-n átfolyó áram a C2-ben tárolt töltésmennyiség függvénye. Ha elegendő idő áll rendelkezésre, akkor C2 most ellenkező polaritással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 200 ► Elektronika II. Függvénygenerátorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 201 ► egy diódányira közelíti meg a bemeneti négyszögjel negatív csúcsértékét. Az egész folyamat periodikusan ismétlődik azzal a különbséggel, hogy C1 feszültsége egyre nagyobb értéket vesz fel és ezzel a kimeneti feszültség minden egyes periódussal egy kicsivel nagyobb lesz. Ezt láthatjuk a 1312 ábrán. 13.12 ábra A lépcsőfeszültség kialakulása A K kapcsoló zárásával a kondenzátor feszültsége nullázható. Nagyon sok alkalmazásban a kapcsolót analóg módon, például egy FET-el valósítják meg, melynek vezérlésére akár a kimeneti

feszültséget is használhatják. A kimeneti lépcsőfeszültség a valóságban sok tűimpulzustól terhelt, melynek kiszűrésére a további fokozatok helyes működése szempontjából külön gondot kell fordítani. Az előző kapcsolásban a diódák megfordításával negatív irányba haladó lépcsőfeszültség is készíthető. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 201 ► Elektronika II. Tápáram-vezérelt végerősítő A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 202 ► 14. Tápáram-vezérelt végerősítő A műveleti erősítő egy nem szokványos, inkább ötletes felhasználási lehetőségével ismerkedünk meg ebben a fejezetben. A műveleti erősítő korai generációi meglehetősen lassúak voltak, slew rate-jük még az 1V/μs-t sem érte el. Elsősorban ennek a paraméternek a javítására született meg az un tápáram-vezérelt végerősítő A kapcsolás alapötletét az adja,

hogy a műveleti erősítő által a tápegység felől felvett áram döntő részét a végfokozat veszi fel. Mivel a végfokozat árama arányos a vezérlőjellel, ezért a tápvezetékbe sorosan beépített R ellenálláson eső feszültség vezérlőjelként is felhasználható Az esetleges nemlinearitások pedig megfelelő visszacsatolással jelentősen csökkenthetők Az R ellenállásból a kettős tápfeszültség miatt kettőre van szükség. Az ellenállásokon eső feszültségek egy-egy bipoláris tranzisztor bázisemitter diódáját vezérlik. A kapcsolást alapesetben a 141 ábrán láthatjuk 14.1 ábra Tápáram-vezérelt végerősítő fokozat A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 202 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Tápáram-vezérelt végerősítő Vissza ◄ 203 ► Azonnal felmerül a kérdés, nem okoz-e működési rendellenességet a műveleti erősítőben a saját

tápfeszültségének ingadozása. Szerencsére nem, mert a műveleti erősítők tápfeszültség-elnyomási tényezője nagyon magas, 90 dB-t meghaladó érték. Ezzel a kapcsolási megoldással a műveleti erősítő – eredetileg komplementer emitterkövető, tehát egységnyi erősítésű – végtranzisztorai hidegítetlen közös emitteres kapcsolássá váltak, és számottevő kb. tízszeres feszültség erősítéssel rendelkeznek Ezért ugyanakkora kimeneti jelhez kisebb feszültségszintekre van szükség a műveleti erősítőn belül, mely így lineárisabb és gyorsabb működésű lesz. A műveleti erősítő eredeti slew rate-je (SR), kivezérlés-határfrekvenciája (fkv) és egységnyi feszültségerősítéshez tartozó határfrekvenciája (f1) körülbelül ugyanolyan mértékben nőnek, mint amennyit a műveleti erősítő végtranzisztorai erősítenek. 14.2 ábra Javított kivitelű tápáram-vezérelt végerősítő A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 203 ► Elektronika II. Tápáram-vezérelt végerősítő A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 204 ► A kapcsolás linearitása negatív soros feszültség-visszacsatolással (Rf és Z) tovább javítható. Z impedanciát első közelítésben forgókondenzátorral helyettesítjük A bemenetet négyszögjellel vezérelve optimalizálhatjuk a kimeneti jelalakot ennek a kapacitásnak a függvényében Ismeretes, hogy a kaszkód kapcsolás nagyfrekvenciás tulajdonságai kedvezőbbek, mint a közös emitteres kapcsolásé. Egy-egy (újabb) tranzisztor (Q3 és Q4) beépítése a műveleti erősítő végtranzisztoraival kaszkód kapcsolást eredményez, mellyel további minőségjavulás érhető el. (lásd 14.2 ábra) Ez a kapcsolás lehetővé teszi a műveleti erősítőre megadott maximális tápfeszültségnél nagyobb tápfeszültség alkalmazását is a teljes kapcsolásra, mert a közös

bázisú Q3 és Q4 tranzisztorok miatt a műveleti erősítő ennek csak kb. a felét kapja Ezzel a kapcsolásból kivehető maximális teljesítmény tovább növelhető A kapcsolás feszültségerősítését az Au = − R2 R1 összefüggéssel közelíthetjük. Az egyébként belső kompenzált és stabilnak tekinthető műveleti erősítő ebben a kialakításban hajlamos lehet a gerjedésre. Ezért szükséges az R2-es ellenállással párhuzamosan egy Cv kapacitás beépítése A végtranzisztorok áramerősítési tényezője nagy kimeneti áramok esetén erősen lecsökkenhet. Ez az érték akár 10 alá is mehet Előfordulhat, hogy a meghajtó fokozat nem lesz képes már ekkora áramigényt ellátni. Ennek elkerülése érdekében szükség esetén Darlington-tranzisztorpárokkal helyettesítsük a Q1 és Q2 tranzisztorokat. A kapcsolás egy további fokozattal és egy komplex kimeneti hídkapcsolással akár stúdióminőségűvé tehető. Ezt a megoldást láthatjuk a

14.3 ábrán A kapcsolás ± 30 V-os tápfeszültség mellett 100 W feletti teljesítmény leadására képes 4 ohmos terhelés esetén. Megfelelő beállítás mellett torzítása a maximális kimeneti teljesítmény felénél még csak ezred %-ban mérhető. Erősítése a nem-invertáló jelleg miatt Au = 1 + R2 . R1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 204 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Tápáram-vezérelt végerősítő Vissza ◄ 205 ► 14.3 ábra Nagyteljesítményű, kis torzítású tápáram-vezérelt végfokozat A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 205 ► Elektronika II. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Irodalomjegyzék Vissza ◄ 206 ► Irodalomjegyzék 01. Hainzman-Varga-Zoltai: Elektronikus áramkörök Tankönyvkiadó, Budapest, 1992 02. Dieter Nührmann: Professionelle Schaltungstechnik I–IV

Franzis-Verlag GmbH, München, 1994. 03. S Soclof: Design and Applications of Analog Integrated Circuits Prentice Hall Int. Ed 1991 04. G B Clayton- Steve Winder: Operational amplifiers (fifth edition) Elsevier, New York, 2003 05. U Tietze- ChSchenk: Analóg és digitális áramkörök Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1990 06. IE Shepherd: Műveleti erősítők Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1985 07. Sergio Franco:Design with Operational Amplifiers and Analog Integrated Circuits (third edition). McGraw-Hill, New York, 2001 08. Szabó Zsolt: Tervezési segédlet III J-19-443 Tankönyvkiadó, Budapest, 1992. 09. Szabó Zsolt: Tervezési segédlet VI J-19-572 Tankönyvkiadó, Budapest, 1992. 10. Molnár- Zsom: Elektronikus áramkörök II/A I-II kötet KKMF-1044 11. Molnár-Zsom: Elektronikus áramkörök, Példatár KKMF-1095 12. Walt Jung: Op Amp Applications Handbook (Analog Devices Technical Bookstore) Newnes, 2004 13. Ben G Streetman: Solid State Electronic Devices Prentice-Hall

International Editions, London 1990 14. S M Sze: Physics of Semiconductor Devices John Wiley, New York 1981 15. S M Sze: VLSI Technology McGraw-Hill, New York 1988 továbbá az IEEE különböző folyóiratai, mint IEEE Circuits and Devices IEEE Transactions on Electron Devices IEEE Spectrum IEEE Journal of Quantum Electronics Proceedings of the IEEE és természetesen az internet rendkívül széles választéka. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 206 ► Elektronika II. Tárgymutató A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 207 ► Tárgymutató A, Á AB-osztályú munkapontbeállítás 38 abszolútérték-képző áramkör egyszerű 103 precíziós 107 aktív R-C szűrő 136 elsőfokú alaptagok 145 kettős-T 158 másodfokú alaptagok 148 univerzális 160 analóg számológép 133 astabil multivibrátor 192 aszimmetrikus kimenet 12 B E, É egyenfeszültség erősítő 11, 12 equaliser 96

exponenciális erősítő bipoláris tranzisztorral 131 diódával 129 hőkompenzált 131 F fázisösszegző kapcsolás 13, 36 feszültségkövető kapcsolás 71 főerősítő 14 függvénygenerátor 192 háromszögjel-generátor 195 négyszögjel-generátor 194, 196 bemeneti nyugalmi áram 18 bemeneti ofszet feszültség 18 G C H clipper 109 háromszögjel-generátor Lásd függvénygenerátor hőkompenzált áram-generátor 15 Cs csúcsértékmérő kapcsolás 102 D differenciaerősítő 80 javított 82 differenciálerősítő 12 differenciálintegrátor 118 differenciáló áramkör 119 gyakorlati kivitel 120 diszkriminációs tényező 13 domináns töréspont 24 drift 19 girátor 94 I, Í ideális dióda 99 közelítése 101 ideális erősítő 8 impedancia konverterek 93 impedanciaillesztő kapcsolás 71 impulzus-szélesség modulátor 199 ingadozás-paraméterek 144 integráló alapkapcsolás 113 fázist nem fordító 116 összegző 118 invertáló alapkapcsolás 76

A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 207 ► Elektronika II. Tárgymutató A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató invertáló félhullámú egyenirányító kapcsolás 105 K katalógusparaméterek 16 kimeneti ellenállás 16 kivezérlés határfrekvencia 22 kivonó átamkör 80 komparátor 179 ablakkomparátor 190 hiszterézis nélküli 179 hiszterézises 183 kompenzáló kapacitás 37 komplementer emitterkövető végfokozat 38 komplementer kaszkód differenciálerősítő 36 közös módusú feszültségelnyomási tényező 18 közösjel-elnyomási tényező 13 Vissza 208 ► C-MOS 60 csoportosítás 26 kompenzálatlan 24 kompenzált 24 tokozási formák 27 műveleti meredekség erősítő, OTA 63 N nagyjelű szimmetrikus feszültségerősítés 17 negatív impedancia konverter 93 négyszögjel-generátor Lásd függvénygenerátor nem-invertáló alapkapcsolás 73 nemlineáris karakterisztika 122

nullpont-indikátor kapcsolás 128 O, Ó latch up védelem 9 laterális pnp tranzisztor 32 lépcsőgenerátor 200 logaritmikus erősítő 123 bipoláris tranzisztorral 124 diódával 123 hőkompenzált 126 ofszet kompenzálás 14 ofszethiba 9 oszcilláció feltétele 163 oszcillátor áthidalt T 172 fázistoló 174 háromfázisú 178 kétfázisú 175 kettős T 171 Wien 166 M Ö, Ő maximális kimeneti jelváltozási sebesség 22 Miller-kondenzátor 37 mindent-áteresztő szűrő 161 műszererősítő 84 műveleti erősítő 10, 15 áram-visszacsatolt, CFB 67 chopper-stabilizált 61 összegző kapcsolás 79 L ◄ R R-C oszcillátor 163 referencia aluláteresztő szűrő 143 referencia feszültségforrás 111 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 208 ► Elektronika II. Tárgymutató A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató S Schmitt-trigger Lásd hiszterézises komparátor fázisfordító 185 fázist nem

fordító 187 slew rate SR 22 Sz szimmetrikus bemenet 12 szimmetrikus bemeneti ellenállás 16 szinteltolás 13 szuper-β-jú tranzisztor 30, 45 szűrő fokszáma 143 szűrők fokszáma Butterworth 144 Cauer 144 Vissza ◄ 209 ► Csebisev 144 szűrőkarakterisztikák 137 szűrőtípusok 139 T tápáram-vezérelt végerősítő 202 javított 203 nagyteljesítményű 205 tápfeszültség elnyomási tényező 21 Ü, Ű üzemi hőmérséklettartomány 25 V vertikális pnp tranzisztor 32 vezérelt generátorok 86 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 209 ►